本文結合光伏并網逆變器的特點介紹了一種無源鉗位的ZVZCS變換器，此變換器較好地實現了超前臂的ZVS、滯后橋臂的ZCS,降低了系統的損耗；且原副邊占空比丟失較傳統的ZVS變換器有所減小，副邊整流二極管的寄生振蕩基本得到消除；設計了一套1kW的參數，通過matlab軟件仿真初步驗證了此變換器的正確性和可行性。

目前并網逆變器市場上大多采用工頻隔離型并網逆變器，由于工頻變壓器會使系統效率變低、體積大、成本高等缺點，近年來，高頻隔離型并網逆變器也逐漸成為研究熱點；但是逆變器的高頻化會帶來高電磁干擾（EMI）和高開關損耗，同時考慮到光伏并網系統作為大功率系統的應用，因此移相全橋軟開關變換器（FB-ZVZCS）很適用于光伏并網中的DC/DC環節。

1 原理分析及實現軟開關的條件

1.1 原理分析

圖1為無源鉗位的ZVZCS全橋變換器，該電路中超前橋臂通過并聯在兩個開關管V1和V3上電容的C1和C3來實現零電壓開關。而實現滯后橋臂零電流開關，是在續流期間通過鉗位電容CC上的電壓反射到漏感Lr上，使得原邊電流迅速下降來實現的。

為簡化電路分析，先作如下假設：所有元件都是理想的；輸出濾波電容很大，可近似為電壓源，輸出濾波電感很大，可近似為電流源；電容C1=C3=Cr,變壓器匝數比為N1/N2=1/k,輸入電壓為Uin,輸出電壓為U0.在半個周期中，變換器一共有8種工作狀態，各階段主要波形如圖2所示；

模式1[t0~t1]

t0時刻，V1開通，由于變壓器漏感Lr的存在，原邊電流不會發生突變，V4零電流開通，如圖2所示。電壓Uin作用于漏感Lr,原邊電流Ip為：

模式2[t1~t2]

t1時刻，整流二極管VD2、VD3反向關斷，VD2、VD3兩端的反壓等于U0,無源鉗位電路開始工作，通過CC和D2給Cf充電，鉗位電容Cc兩端電壓升高。這段時間內有：

模式3[t2~t3]

t2時刻，二極管D2關斷，整流二極管VD2和VD3承受nUin電壓，原邊電流nI0,在這段時間內，變換器經變壓器向負載提供能量，Cc上電壓充至UCc（t2）=Uin-U0/2n并保持不變。

模式4[t3~t4]

t3時刻，V1關斷，由于并聯C1,V1實現了ZVS關斷，電容C1開始充電，C3開始放電。

模式5[t4~t5]

在t4時刻，鉗位二極管D1開始工作，原邊不足以向副邊提供能量，Cc通過Lf、Cf、D1開始向負載提供能量，同時C1繼續充電、C3放電至t5時刻。

模式6[t5~t6]

t5時刻，C3放電完畢，續流二極管D3開始導通，為V3實現零電壓開通提供了條件。V4處于續流狀態，此時原邊電流迅速下降，負載電流主要由鉗位電容Cc提供，流過Cc的電流增大，在t6時刻原邊電流減小為零，此時Cc的電流值達到最大。

模式7[t6~t6]

t6時刻，原邊電流為零，負載電流全部由鉗位電容Cc提供，整流二極管兩端承受的反壓隨鉗位電容Cc的放電下降。

模式8[t7~t8]

t7時刻，鉗位電容Cc中的能量被全部釋放，整流二極管VD1~VD4開始續流，變壓器原邊電流為零并且保持。在t8時刻關斷V4,實現了零電流關斷并結束前半個周期的換流；下一個時刻，V2零電流開通，開始進入下半個周期的循環，工作模式和上述分析基本相同。

1.2 實現軟開關的條件

1.2.1 超前臂實覡ZVS條件

為實現零電壓開關，要求要有足夠的能量來使得同一橋臂開關管兩端并聯的電容充、放電，從而讓即將開通的開關管的反并聯二極管自然導通。所以要實現超前橋臂的零電壓開關，需要在開關管導通和關斷之前將電容C1和C3上的電荷抽走。根據模式4可得到最小死區時間。

Td>（C1+C2）Uin/2nI0 （3）

1.2.2 滯后臂實現ZCS條件

變壓器漏感Lr的大小是以能實現滯后橋臂ZCS為前提的，假設滯后臂開關管的開通時間為ton,要實現ZCS需要（t1-t0）》ton,則根據工作模式1可得：

Lr=Uint/Ip（t）≥Uin（t1-t0）/2nI0≥Uinton/2nI0 （4）

2 關鍵參數的設計

變換器采用了移相控制，超前臂兩開關管互補180°導通，兩開關管驅動信號之間設置一定死區，滯后臂設置與超前臂相同，只是在相位上有一定的滯后，滯后角度反映了有效占空比的大小。設計步驟如下：

（1）設置兩對橋臂的死區時間Td;

（2）設置占空比D,計算匝比k;

（3）根據式（1）算出諧振電感Lr,根據式（2）求出鉗位電容Cc;

3 仿真研究

為了檢驗上述分析，采用matlab仿真軟件對無源鉗位的ZVZCS全橋變換器進行開環仿真（如圖3所示），根據以上分析，設計電路參數為：輸入電壓Uin=36V,輸出Uo=400V,輸出功率Po=1000W,移相角30°，開關管頻率fs=20kHz,輸出濾波電容Cf=100 μF,輸出濾波電感Lf=3mH,超前橋臂開關管并聯電容C1=C3=0.2 μF,輸入濾波電容Cin=1000μF,諧振電感Lr=0.36 μH,鉗位電容CC=100nF,仿真結果如下：

圖3為超前臂G1的管壓降和驅動波形；在G1導通之前VDS1下降為零，在G1關斷之前，VDS1保持為零，因此超前臂實現了ZVS.圖4為滯后臂G3的驅動電壓和流過G3電流波形；在G3開通之前，Ip電流保持為0,在G3關斷之前Ip電流下降為0,滯后臂實現了ZCS.圖5為變壓器原、副邊的電壓波形；原邊與副邊的占空比存在差異，副邊電壓上升比原邊電壓上升略微滯后，這是由變壓器原邊漏感Lr造成的；而在電壓下降時副邊電壓也滯后于原邊電壓，這是由無源鉗位電路所造成；總體來看，較傳統的ZVS變換器器占空比丟失有所減小。圖6是副邊整流二極管電壓、電流波形，經過計算二極管電壓尖峰理論值為535V,實際副邊尖峰電壓約540V,二極管電流尖峰理論值5.1A,實際電流尖峰5.4A較傳統的ZVS變換器尖峰明顯減小。圖7是負載R輸出電壓、電流波形，由仿真圖可以看出，輸出電壓最終穩定在400V左右，輸出電流最終接近2.5A,輸出功率Po=1000W.

4 結語

現階段，實現FB-ZVZCS的方法有很多，主要有滯后橋臂串阻塞二極管、原邊串飽和電抗器，副邊有源鉗位等等；文獻提出了一種副邊無源鉗位的ZVZCS變換器，本文結合光伏逆變器的特點并從電路結構簡單、占空比丟失小、副邊整流二極管寄生振蕩小、效率高的角度出發，采用無源鉗位的ZVZCS變換器作為光伏升壓移相全橋DC/DC變換器。

本文詳細分析了其工作原理及軟開關技術實現條件，介紹了變換器關鍵參數的設計方法。通過matlab軟件對該變換器進行了仿真分析，仿真結果表明了理論分析的正確性和參數設計的合理性。