概述
本實例展示了在連續電流模式(CCM)下運行的離線反激式轉換器中峰值初級電流控制的實現。峰值初級電流控制是基于IC UC2842 中使用的控制技術實現的。UC2842模型使用器件庫中的通用模板進行創建,用來做時域和頻域仿真分析。最后,將實測數據和仿真結果進行了比較。
介紹
反激電源拓撲基于buck-boost理論,使用變壓器替代了功率電感。同時變壓器將輸入側和輸出側進行了隔離。使用變壓器的另一個優點是輸出電壓可以通過線匝比進行調節。如下圖所示,反激變換分為兩個狀態。
第一種狀態,功率半導體開關1導通,能量從輸入側存儲到變壓器一次側,在變壓器的二次側,輸出二極管處于反偏狀態,負載有儲能電容cout提供能量。
第二種狀態,功率半導體開關1關斷,變壓器一次側的能量傳入二次側,輸出二極管正偏,二次側的能量存儲到儲能電容和輸出負載上。
在CCM模式下,變壓器中儲存的全部能量在關閉期間不會轉移。當下一個導通周期開始時,一部分能量會留在變壓器鐵芯中。因此,一次側電流從每個循環開始時大于零的值開始。
在閉環設計中,在峰值電流模式下,控制器調節轉換器的峰值電流和占空比。控制器內部有一個電流控制回路,該回路包含一個探測初級電感電流斜坡的小電流感測電阻。該電流檢測電阻器將電感電流波形轉換為電壓信號后,直接輸入到初級側PWM比較器。內部環路根據輸入電壓大小確定誤差放大器輸出的響應。輸出電壓控制環路輸出根據負載的瞬態特性進行調節。
隔離輸出的反饋電壓由二次側誤差放大、隔離光耦、可調電壓參考源(如TL431)組成,TL431工作在并聯調節模式下,在通用模型庫中對應的模型是pvreg。誤差信號通過光耦將二次側信號轉換到初級隔離側。光耦除了提供隔離外,還反饋輸出電壓的幅值信息。光耦的發射極連接到誤差放大器的反相引腳,完成隔離的閉環電路。
原邊側的誤差放大,PWM控制器和門級驅動電路包含在UC2842芯片中,在SaberEXP中使用層次性原理圖uc2842.xsch對該芯片的基本功能進行了建模封裝,如下圖。
反激變換器更加詳細的分析可以通過仿真來研究。在這個例子中,輸入側電壓是240V 60Hz,負載使用時變電阻模擬。
設計
設計需求規格如下表
功率電路和功率極點和零點的設計公式如下表所示
輸入電源功率Pin通過最大輸出功率的85%計算,
*功率開關參數設計
本設計的MOSFET使用模型庫中的N-mosfet模板進行參量化設置,根據UC2842的應用說明,MOS管型號為IRFB9N65A,其數據特性如下表:
*補償網絡設計
選擇適當的元件,以便設計所需的增益、極點和零點,從而在整個工作范圍內形成穩定的系統。電壓調節器、光耦和誤差放大器是環路的不同階段。每一級都與功率級相結合,形成一個穩定的系統。補償網絡的公式如下圖:
仿真
*瞬態仿真
要驗證負載調節期間離線反激變換器的瞬態行為,請執行以下步驟:
1.設置瞬態時長為100ms。
2.繪制輸出電壓vdc_out和負載電流r_time.load.i,將其標簽名字可改為iout。
在10ms前,負載電流是4A,10-20ms負載電流降到1A,隨后電流升到2.7A,再降到0.9A,在65ms時,電流升到4A,在整個瞬態過程中,輸出電壓為12V。
3.將輸出電流和輸出電壓波形放在一個界面中,調節坐標軸,將仿真波形與手冊中的波形進行對比。
- 新建一個波形顯示界面,繪制功率光的VDS波形如下。
5.新建一個波形顯示界面,觀察輸出vds-out波形如下。
*環路響應
在穩態條件下,采用PAC分析法對閉環頻率響應進行分析。執行PAC分析,需要在反饋的開始處注入交流擾動量,這里用模型庫中的v_pac模型。在穩態下注入交流擾動仿真頻率響應,請執行以下步驟:
1.將負載電阻器更換為3?的電阻。這將確保轉換器在滿載電流下工作。
2.在輸出側串聯擾動模型v_pac,幅值設置為100mV。
3.將反饋網絡的節點名稱改為vfeedback
4.保存更改并運行PAC分析。PAC分析的模擬設置在此示例中已經預設。頻率掃描范圍為10 Hz至10 kHz。
注意:低fbegin(10hz)和高開關頻率(110khz)的組合預期會導致PAC分析的長執行時間。實際上,PAC分析在內部對掃頻信號的至少3個周期執行瞬態分析。當掃頻為10 Hz時,將進行至少300 ms的瞬態分析。給定110 kHz的開關頻率,將模擬至少33000個開關周期
5.仿真完成后,結果圖將顯示在左側的“結果”窗格中。
調用波形計算器將輸出除以輸入波形(即vdcu out/vfeedback)。從模擬得到的頻率為2.58kHz。設計的相位裕度為58.66°。
總結
本實例使用SaberEXP軟件設計了基于UC2842的離線反激變換器峰值電流控制電路,并進行了仿真研究。仿真結果與實測結果吻合較好。該設計還可進一步用于研究光耦合器的老化行為等。
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