本文主要參考楊波博士的論文《Topology Investigation for Front End DC/DC Power Conversion for Distributed Power System》，和TI，ST，Onsemi，Infineon關于LLC應用的設計文檔。

本文分三篇講解LLC：

第一篇介紹軟開關，和為什么選用LLC諧振拓撲來實現軟開關。

第二篇介紹LLC工作原理，波形和時序，基波簡化分析法所需的數學知識，公式推導。

第三篇介紹LLC設計步驟，例舉一個實例計算。

01什么是軟開關

普通的拓撲電路的開關管是硬開關的，在導通和關斷時MOS管的Vds電壓和電流會產生交疊，電壓與電流交疊的區域即MOS管的導通損耗和關斷損耗。如下圖1所示：

圖1 硬開關波形

為了降低開關管的開關損耗，提高電源的效率，有零電壓開關(ZVS) 和零電流開關（ZCS)兩種軟開關辦法。

ZVS是開關管的電壓在導通前降到零，在關斷時保持為零；

ZCS是開關管的電流在導通時保持在零，在關斷前使電流降到零。

圖2 ZVS和ZCS的波形

ZVS和ZCS都能使開關管的開關損耗極大降低，那么對于常用的MOSFET作為開關器件，要選用ZVS還是ZCS呢？

02MOSFET為什么更用ZVS

MOSFET關斷時，其Cos會起到一個Snubber的作用。該Snubber可以將 Vds和Ids錯開，如圖4，增大Cos，Vds上升如綠色波形，降低了交叉損耗，因此，MOSFET的關斷損耗通常不顯著，開通損耗更關鍵。對于MOSFET，我們通常希望在零電壓條件下開通其溝道，即實現ZVS，這樣可以消去其開通損耗。

圖3 MOSFET開通波形

圖4 MOSFET關斷波形

03如何實現ZVS

如果一個正弦半波經過一個電阻，電阻電流必定也為正弦半波，電壓與電流且同相位。如果正弦半波加到一個感性網絡，則電流波形將滯后電壓，當輸入電壓為0時，電流是一個負值，這個負值電流通過MOSFET的體二極管，使MOSFET的Vds電壓降低到約0.7V，如圖5，再開通MOSFET，就可以實現ZVS。

圖5

實現ZVS需要兩個條件：

1）使PWM方波電流變成正弦波形，這需要一個諧振電路；

2）諧振網絡的電流滯后于電壓，這需要使諧振網絡始終工作在感性狀態；

要實現這兩個條件，很多諧振拓撲可以選擇，LLC有什么優勢呢？

04為什么諧振拓撲選擇LLC

在諧振拓撲中，串聯諧振變換器（SRC）、并聯諧振變換器（PRC）和串并聯諧振變換器 LCC 和LLC是幾種常見的拓撲，為什么選擇LLC？如下我們來分析這個幾種拓撲的優缺點。

4.1串聯諧振變換器

半橋串聯諧振變換器的電路圖如圖6，諧振電感 Lr 和諧振電容 Cr 串聯。它們形成一個串聯諧振腔。諧振腔隨后與負載串聯。根據這種結構，諧振腔和負載充當分壓器。通過改變輸入電壓 Va 的頻率，諧振腔的阻抗將發生變化。該阻抗將把輸入電壓與負載分開。由于它是一個分壓器，SRC的直流增益總是低于 1。在諧振頻率下，串聯諧振腔的阻抗很小；負載上的所有輸入電壓都將下降。所以對于串聯諧振變換器，最大增益發生在諧振頻率。

圖6 串聯諧振變換器

SRC 的直流特性如圖7，

工作區域位于諧振頻率 fr 的右側。這是因為零電壓開關（ZVS）需要諧振網絡始終工作在感性狀態。從工作區域可以看出，在輕載下（Q接近0），開關頻率需要增加到很高，以保持輸出電壓的調節。

圖7

SRC的仿真波形如圖8，在 300V 輸入下，變換器工作在接近諧振頻率的位置。隨著輸入電壓的增加，變換器在遠離諧振頻率的更高頻率下工作。隨著頻率的

增加，諧振腔的阻抗增加。這意味著越來越多的能量在諧振腔中循環，而不是轉移到輸出。在每個開關周期中，返回到電源端的能量越多，半導體需要處理的能量越高，導通損耗越高。

圖8

SRC的缺點：

1）直流增益總是低于1；

2）輕載時輸出調節，開關頻率范圍很大；

3）輸入電壓有范圍變化時，高輸入電壓條件下，諧振腔循環能量大，關斷電流大，導致損耗高。

4.2并聯諧振變換器

并聯諧振變換器的原理圖如圖9，諧振腔仍然是串聯的。它被稱為并聯諧振變換器，因為在這種情況下，負載與諧振電容并聯。

圖9

并聯諧振變換器PRC的直流增益如圖10，與 SRC 類似，工作區也設計在諧振頻率的右側，以實現零電壓開關（ZVS）。與 SRC 相比，工作區域小得多。在輕載時，頻率不需要改變太多即能實現輸出電壓的調節。因此PRC 不存在輕載調節問題。

圖10

PRC的仿真波形如圖11，與 SRC 相同，PRC 變換器在 300V 時，工作于諧振頻率附近。在高輸入電壓下，變換器工作在遠離諧振頻率，從仿真波形來看，在 300V 輸入下，循環能量小于 400V 輸入情況。與 SRC 相比，PRC 的循環能量要大得多。

圖11

對于 PRC，一個大問題仍然是循環能量非常高，即使在輕載時也是如此。對于 PRC，由于負載與諧振電容器并聯，即使在空載條件下，串聯諧振腔的輸入阻抗仍然非常小。這將導致相當高的循環能量，即使負載為零。

PRC的缺點：

1）工作區域小；

2）循環能力大，高輸入電壓下關斷電流高。

4.3 LCC諧振變換器

LCC諧振變換器原理圖如圖12，其諧振腔由三個諧振元件組成：Lr、Cs 和 Cp。SPRC 的諧振腔可視為 SRC 和 PRC 的組合。

圖12

LCC的直流特性如圖13，

與 SRC 和 PRC 類似，工作區也設計在諧振頻率的右側，以實現零電壓切換。從工作區域圖可以看出，與 SRC 相比，SPRC 隨負載變化的開關頻率范圍較窄。

圖13

LCC的仿真波形如圖14，比較開關波形，輸入電流遠小于 PRC，略大于 SRC。這意味著與PRC 相比，SPRC 的循環能量降低。與 SRC 和 PRC 相同，變換器在300V 的諧振頻率附近工作。在高輸入電壓下，變換器工作在遠離諧振頻率的更高頻率。與 PRC 和 SRC 一樣，MOSFET 的循環能量和關斷電流在高輸入電壓下也會增加。

圖14

LCC的缺點：

1）在較寬的輸入范圍內，在較高的輸入電壓下，導通損耗和開關損耗會增加。

2）需要兩個獨立電容，因為電容會通過大電流，電容體積較大，且成本高。

4.4 LLC諧振變換器

通過對 SRC、PRC 和 SPRC 三種變換器的分析我們可以看到，對于寬輸入范圍的設計，它們都不是特別理想。高輸入電壓下會出現高循環能量和高開關損耗。它們不適用于前端 DC/DC 應用。

從前面分析中，我們可以得出結論，對于諧振腔，在其諧振頻率工作時效率是最高的，LCC雖然有兩個諧振頻率，但是為了實現零電壓開關，變換器必須工作在直流特性的負斜率段。如何在ZVS區獲得諧振頻率，通過改變LCC諧振腔將其變為雙諧振網絡，是可以實現的。

如圖 15 所示，通過將 L 更改為 C 和把 C 更改為 L，可以構建LLC 諧振變換器。

圖15

直流增益特性轉變如圖16，LLC 變換器的直流特性類似于 LCC 諧振變換器直流特性的翻轉。同樣也兩個共振頻率。在這種情況下，Lr 和 Cr 確定較高的諧振頻率。較低的諧振頻率由 Lm 和 Lr 的串聯電感決定。現在，更高的諧振頻率在 ZVS 區域，這意味著變換器可以設計為在該頻率附近工作。

圖16

從直流增益特性看，LLC諧振變換器的優點是在較寬的輸入電壓范圍，和較寬的負載范圍，可以在較窄的開關頻率范圍實現零電壓開關。

另外相比LCC的3個諧振元件，LLC的兩個電感可以集成在一個變壓器上，減少一個實體電感。

關于LLC的詳細工作原理，將在下一篇介紹。