隨著人們追求健康、親近自然的生活方式，戶外便攜式電源的需求日益增加。根據中國電源工業協會的產業發展報告，2016年全球僅出貨52000臺便攜式儲能設備。預計2021年出貨量將達到483萬臺，年復合增長率148%。同時，隨著便攜式電源中應用場合的變化，大容量電池的比例將逐年增加，與之相匹配的電源設計需求也將從數百瓦上升到千瓦。

本文介紹了一種3KW雙向變換器的設計考慮，該變換器滿足大功率便攜式儲能產品的需求。首先，我們在設計中比較了幾種功率器件的性能，并指出SiC器件可以提高雙向轉換器的性能，因為它們具有出色的開關特性和極小的體二極管反向恢復性能。接下來，我們分析了整個系統的設計挑戰，并指出滿足充電和逆變雙向DC/DC的增益要求是一個主要困難。接下來，我們設計了一個解決方案，通過增加一個諧振電感來構建一個雙向LLC諧振網絡，以滿足雙向LLC的增益要求。最后給出了測試結果和數據。

表1顯示了該設計的設計規格，圖1顯示了該設計的電源電路。正向工作時，給電池充電。在充電的同時，輸出交流電可以通過繼電器連接到逆變器輸出，逆變器端口從輸入交流電取電；在逆變的情況下，系統首先將蓄電池電壓升壓至400V左右，然后將400V DC逆變為220Vac正弦波交流電供負載使用。

表3kW雙向轉換器的設計規格

圖1：便攜式電源的電源框圖

圖騰柱PFC的理論分析

當系統工作在充電模式時，輸入的交流電壓需要通過前級PFC電路轉換成DC400V，然后由后級DC/DC將400V DC電壓轉換成恒流源為輸出電池充電。

圖騰PFC的理論分析已經非常成熟。這里簡單回顧一下。

圖2~圖5是圖騰柱PFC的工作模式，在交流的正半周，Q2是主開關，Q1是續流開關，Q4一直導通，Q3一直關斷。在交流輔助半周期中，Q1用作主開關，Q2用作續流開關。同時，Q3始終導通，Q4始終關斷。

可以看出：

圖騰PFC的兩個橋臂的工作頻率不同；Q1&Q2構成高頻橋臂，其工作頻率是我們設定的開關頻率。Q3&Q4組成的橋臂工作在低頻狀態，其工作頻率為輸入交流頻率。

在totem PFC的正半部分和負半部分內，主開關和續流開關需要切換。

圖騰PFC的工作原理是同步整流升壓電路，在大功率應用中通常設計在CCM電感電流的狀態，這就對該位置的器件體二極管的性能提出了更高的要求。

功率器件選擇i. MOSFET

Mosfet具有極低的導通電阻、良好的開關特性和低開關損耗。但在圖騰柱PFC的設計中，由于圖騰柱PFC可以等效為同步整流升壓電路，當開關作為續流開關工作時，為了防止上下MOS短路通過，電感電流必然會流過體二極管，因此體二極管的性能將是這種應用設計的重要考慮因素。

圖6選取了目前市場上最好的Mosfet的體二極管參數。其Qrr達到了1.2uC，如果考慮400V的母線電壓和45KHz的開關頻率，通過計算Qrr造成的損耗達到了21.6W，帶來了效率的大幅降低。更重要的是，器件溫升的問題會變得更加嚴重。因此，高頻開關MOS不僅要有極低的導通和開關損耗，而且要有非常好的體二極管反向恢復特性。

圖6：典型體二極管的反向恢復特性

電源設備選擇2。混合IGBT

IGBT器件廣泛用于高功率設計，因為它們具有低飽和導通壓降和有競爭力的成本優勢。然而，IGBT也有它的缺點。第一，IGBT本身不能像Mosfet一樣工作在第3象限，所以當它作為續流開關時，沒有續流通道，電感電流只能通過反并聯二極管續流；其次，IGBT的電流拖尾效應增加了IGBT的開關損耗，限制了IGBT的開關頻率。為了克服上述缺點，本設計選用了盧鑫半導體公司的混合IGBT。盧鑫半導體公司提供優化的IGBT性能，并在內部集成反平行碳化硅二極管。本設計中圖騰柱PFC的開關頻率可以從20KHz提高到45KHz。

電源設備選擇。原文如此

作為第三代半導體，SiC Mosfet具有出色的性能和極低的導通電阻和開關損耗。同時，它可以工作在第1或第3象限。續流時，電感電流流經導電通道，實現真正的同步整流。體二極管只工作在上下晶體管的死區時間，大大降低了器件損耗。同時上面提到的SiC mosfet的體二極管反向恢復的損耗也很小。所以SiC器件非常適合做圖騰柱PFC的高頻橋臂。

圖7比較了50A IGBT和40 mω SiC Mosfet的正向壓降。從圖中可以看出，SiC器件的正向壓降是線性的，可以用Rdson*Ids來計算。同時，隨著溫度的升高，導通壓降也會因為Rdson的增大而增大。IGBT的電壓降曲線是一條非線性曲線。從圖中可以看出，在1.2V的Vce壓降范圍內，SiC的導通壓降優于IGBT。同時，IGBT的閾值電壓最低，為0.8V，可以預期，在輕負載下，SiC器件的效率優勢更加明顯。

圖。sic MOSFET與si IGBT正向導通壓降的比較

圖8和圖9顯示了續流狀態下SiC和IGBT的電流環路。當IGBT工作在續流模式時，電感電流只能流過其反并聯二極管，因為IGBT沒有逆轉電流的能力。然而，當SiC器件在續流狀態下使用時，電感電流可以流過SiC的導電溝道。由于SiC器件的Rdson足夠低，所以電流流經Rdson所產生的壓降會比IGBT的反并聯二極管低很多，這將進一步提高SiC電路的效率。

雙向有限責任公司的理論分析

如前所述，在正向工作時，圖騰柱PFC將交流電壓轉換成400V DC母線，第二級DC/DC將400V母線電壓轉換成恒流源給電池充電。反向工作時，電池電壓由LLC升壓，圖騰柱PFC電路將工作在逆變狀態，將DC電壓轉換為220V交流電壓。

與圖騰柱PFC的設計不同，LLC的器件選擇會簡單很多，因為LLC可以全范圍實現器件的ZVS和整流二極管的ZCS。LLC的設計難點在于如何滿足兩個方向電壓增益的系統要求。表2顯示了兩種模式下的系統增益要求。

表LLC的增益設計要求

根據表2中的增益要求，LLC的正向和反向增益曲線繪制如下。

圖10顯示了充電模式下LLC的增益曲線。可以看出，LLC的增益曲線在正向工作的情況下能夠滿足系統設計要求；

圖11顯示了反相器模式下LLC的增益曲線。從圖中可以看出，LLC的增益在逆變狀態下總是小于1，不能滿足系統的增益要求。

為了滿足雙向系統增益要求，有幾種不同的解決方案。第一種方法是使用世界屋脊DC/DC變換器，并在PFC和LLC之間增加一個同步整流雙向buck boost電路。通過buck-boost變換器，雙向工作時所需的總線電壓可以靈活調整，以支持雙向的設計要求，LLC也可以工作在更好的頻率點，實現最優的LLC設計。但是增加第三個升降壓電路會使系統和控制更復雜，成本更高。

在這個設計中，采用了一種新的方法。首先，總線電壓將隨電池電壓調整。為了進一步拓寬調節范圍，采用了500V電解電容。在正向，PFC電壓將隨著電池電壓在380V到460V的范圍內調整；反向工作時，總線電壓將在360V至460V范圍內調整。其次，為了實現LLC反向增益大于1的設計目標，我們在高壓橋臂的中點之間添加了一個電感。該電感器、諧振電感器和諧振電容器形成新的諧振網絡。具體電路如圖12所示，正向工作時，Lr、Cr和變壓器的激勵電感Lm組成正向LLC諧振網絡；相反，增加的電感L2、Lr和Cr構成反向LLC諧振網絡。通過增加外部電感，實現了LLC變換器反向升壓的設計目標。

圖13顯示了添加外部電感后LLC在反向逆變器模式下的增益曲線。從增益曲線可以看出，改進后的增益曲線能夠滿足系統的增益要求。

圖12： LLC雙向諧振網絡

圖13:LLC反相器模式的增益曲線（添加外部電感后）

系統控制

圖14顯示了整個系統的框圖。整個系統的控制核心是單片機SPC1168。SPC1168是一款以Arm4為核心的浮點MCU，擁有豐富的外設資源，可以實現大部分數字電源控制。MCU位于系統的電池側，便于與BMS管理系統通信。交錯側采樣，包括交流輸入電壓、逆變器輸出電壓、PFC母線電壓，都是通過諾富森的隔離電壓采樣芯片NSI1311實現隔離電壓采樣；交流輸入電流和逆變器輸出電流由Aceinna的MCA1101系列電流傳感器采樣。此外，LLC一次諧振電流由CT變壓器隔離采樣，所有隔離采樣裝置均滿足一、二次側加強絕緣的要求。DC電池側采樣包括輸出電壓和輸出電流的采樣。由于輸出電壓與MCU共享，因此輸出電壓由一個簡單的分壓電阻采樣。輸出電流經過電流采樣電阻，采用差分運算放大器電路實現輸出電流的精確采樣。

正向工作時，MCU對輸入交流電壓、輸入電感電流和PFC母線電壓進行采樣，通過鎖相環獲得輸入交流電壓的頻率，從而完成PFC控制；同時對輸出電壓和電流信息進行采樣，根據輸出電壓信息實時調整PFC母線電壓的設定，使LLC盡可能工作在諧振工作點，完成輸出恒壓恒流控制。反向工作時，單片機控制逆變器輸出，逆變器輸出采用輸出電壓電流雙閉環控制，電流環采用PI調節，電壓環采用PR調節器，實現了特征頻率下的高增益和逆變器輸出電壓的無靜差調節。

本次設計中MCU的成功使用，取代了傳統的雙DSP方案，降低了系統成本，同時也降低了用戶對DSP的設計依賴，不僅具有明顯的成本優勢，而且供貨更加穩定，緩解了客戶對DSP供貨的后顧之憂。

圖14：雙向轉換器的控制框圖

實驗結果

基于上述分析結果，我們實驗室研制了一臺3KW樣機。比較了SiC器件和混合IGBT在圖騰柱PFC和整個系統中的效率。LLC部分采用Littelfuse的IXFH34N65X2，二次整流采樣Sanrise的100V器件SRT10N047H。以Spintrol的Arm4為核心的單片機SPC1168完成整個系統的充電和逆變控制。同時，為了滿足系統的安全要求，采用了Novosense的隔離采樣芯片NSI1311和隔離驅動芯片NSI6602B，Aceinna的65A電流傳感器MCA1101等。滿足加強系統絕緣的要求。

測試數據和實驗波形如下。圖15-16示出了分別使用SiC器件和IGBT器件時PFC水平和系統水平的效率曲線。從圖中可以看出，帶SiC的圖騰柱PFC在輕載時比帶IGBT的圖騰柱PFC高3.5%，滿載時高0.6%。輕載（250W）下整機效率提升3%，滿載下提升0.5%。

從測試結果來看，SiC器件在輕負載下使用效率提升明顯，對于戶外儲能系統意義重大。3%的效率提升意味著20W充電器可以多持續270分鐘，65W充電器可以多持續83分鐘。

圖17~18顯示了正向PFC的PF值和反向逆變器的電壓THD的測試數據。滿載時，PF值達到0.995。在反向逆變器輸出和阻性負載下，電壓THD在整個負載范圍內都在2%以內。在RC和RL負載下，交流輸出電壓THD也可以保持在3%以內。

圖19~20給出了系統各部分的工作波形。圖18示出了當正向工作時輸入電壓和輸入電流的波形。輸入電流跟蹤輸出電壓，獲得良好的PFC效果。圖19顯示了LLC的工作波形。LLC此時工作在boost模式，同步整流器的驅動信號提前關斷，防止電流反向流動。

圖21~22顯示了反轉期間的測試波形。圖20是逆變器模式下的啟動波形。從波形可以看出，輸出的220V交流電壓逐漸建立。圖21顯示了電阻滿載時的輸出電壓和電流波形。可以看出，當電阻滿載時，輸出電壓沒有失真，達到了良好的控制效果。

便攜式能量存儲系統

為了滿足整個便攜式儲能電源的需求，除了3KW雙向變換器外，我們還設計了1200W太陽能MPPT電源板。圖22為樣機照片，雙向轉換尺寸為200mm*320mm*55mm，是根據電池組的尺寸要求設計的。MPPT板支持最大1200W的充電功率，方便用戶在戶外使用太陽能電池板實時快速補充電池電量。表3顯示了MPPT電源板的設計規格。MPPT板支持10~150V的寬電壓范圍，用戶可以靈活配置太陽能電池板的串并聯。為了實現寬范圍的輸入輸出電壓條件，MPPT設計采用4開關buck-boost電路，將太陽能電池板的電壓轉換成20A的恒流源給電池充電。MPPT控制算法也由Spintrol公司的SPC1168單片機實現，MPPT效率達到99%。

表3:MPPT設計規格

MPPT板還集成了一個300W降壓轉換器。電池的電壓通過降壓轉換器轉換成24V輸出，為系統的PD部分供電。PD板提供4路輸出，A口2路，C口2路，A口最大輸出功率20W，C口最大輸出功率100W。表4顯示了PD板的設計規格。

因此，便攜式儲能系統需要包括電池BMS、雙向轉換器、太陽能充電MPPT電路和PD端口。我們的系統設計如圖23所示。我們已經完成了系統中所需的電源設計，BMS系統大部分情況下由電池廠商提供。

表4:PD板的設計規格

圖23：系統照片

總結

本文介紹3KW雙向變換器在便攜式儲能應用中的一些設計考慮。比較了傳統Mosfet、IGBT和SiC Mosfet在圖騰柱PFC應用中的優缺點。指出SiC器件由于其優異的性能和二極管特性，是最適合圖騰柱PFC應用的功率器件。

分析了LLC部分在充電和逆變條件下的增益需求，以及滿足增益需求的幾種方法。結論是，增加一個外部電感是滿足LLC雙向增益的最簡單方法。通過在橋臂之間增加一個外部電感，LLC在充電和逆變條件下的增益要求均可滿足。

介紹了雙向變換器的系統采樣和控制。MCU在雙向轉換器中的應用降低了系統成本，也減少了用戶對DSP的設計依賴和電源的擔憂。給用戶帶來很大的參考價值。

最后，根據這些分析，在實驗室制作了一臺3KW雙向變換器樣機，并給出了測試結果。比較了碳化硅器件和IGBT器件對整個系統效率的影響。SiC器件可以大大提高系統的輕載效率，提高了3%。通過3%的效率提升，3KW便攜式儲能可為20W手機充電器提供近4小時的額外充電時間。為65W計算機適配器提供額外的1小時20分鐘。

除了3KW雙向轉換器，我們還制作了1200W MPPT板和300W PD板。客戶可以很容易地使用這些成熟的參考設計來完成整個便攜式儲能系統的設計。

審核編輯：黃飛