串擾是四類信號完整性問題之一，指的是有害信號從一個線網傳遞到相鄰線網。任何一對線網之間都存在串擾。一個線網包括信號路徑和返回路徑，連接了系統中的一個或多個節點。我們通常把噪聲源所在的線網稱為動態線網或 攻擊線網 ，而把有噪聲形成的線網稱為靜態線網或 受害線網 。

串擾是發生在一個線網的信號路徑及返回路徑與另一個線網的信號路徑及返回路徑之間的一種效應。不僅是信號路徑，而且它與整個信號-返回路徑回路都密切相關。

在單端數字信令系統中，噪聲容限通常設為信號電壓擺幅的15%。隨著器件類型的不同，情況也會有所不同。在這15%中，約有1/3，即信號電壓擺幅的5%是與串擾有關的。如果信號電壓擺幅是3.3V，則所分配的最大串擾為160mV。這是最大可容許串擾噪聲的一個起點。

然而，電路板上一般導線中產生的串擾噪聲通常大于信號電壓擺幅的5%。所以在設計封裝、連接器和電路板級互連時，預估串擾的幅度、確定過量噪聲的源頭并積極地減小串擾，非常有必要。隨著上升邊不斷變短，理解這一問題的起源，設計出串擾較小的互連顯得愈加重要。

下圖給出了在導線的一邊有一條傳輸3.3V信號的攻擊線時，靜態線接收器接收到的噪聲。在這個示例中，接收器接收到的噪聲大于300mV。

在混合信號系統中，含有模擬或射頻元件時，在敏感導線上可承受的最大噪聲可能遠低于信號擺幅的5%甚至會低到信號擺幅的-100dB，即信號電壓擺幅的0.001%。在評估用以降低串擾的設計規則時，第一步就是先建立一個可接受的規范。記住，可接受的串擾越低，允許的互連密度就越低，系統的潛在成本也就越高。注意，當所建議的最大可允許耦合噪聲遠低于5%時，一定要驗證是否真的需要如此低的串擾，因為這通常都不是免費的。

20.1

疊加

疊加是分析信號完整性的一個重要原則，在研究串擾時尤其重要。疊加是所有線性無源系統(互連是它的子集)的一個性質。它基本上是指在同一個線網上的多個信號之間互不影響，而且彼此完全無關。所以，從動態線網上耦合到靜態線網上的總電壓與靜態線網上的原有電壓完全無關。

假設當靜態線上的電壓為0V時，3.3V的驅動器在靜態線上產生的噪聲為150mV。那么，當有3.3V驅動器直接驅動靜態線時，產生的噪聲仍為150mV，這時靜態線上的總電壓為原有信號電壓與耦合噪聲電壓之和。如果有兩個動態線網將噪聲耦合到同一條靜態線上，則靜態線上的總噪聲就是這兩個噪聲之和。當然，如果兩條動態線上的電壓模式不同，這兩個耦合噪聲就可能有不同的時間關系。

根據上述疊加性原則，如果知道靜態線上在沒有其他信號時的耦合噪聲，就能把耦合噪聲和線上可能存在的所有信號電壓相疊加，以求得總電壓。

一旦靜態線上出現噪聲，此噪聲就和信號一樣，感受到相同的阻抗，并且在靜態線上阻抗突變處同樣會產生反射和失真。

如果靜態線的每一邊都有一條動態線，并且每條動態線耦合到靜態線上的噪聲都相同，則每一對線之間的最大可容許噪聲為 1/2×5%=2.5% 。對于總線拓撲結構，所有攻擊線都耦合到靜態線，合成為一個最壞情況下的耦合噪聲。如果將計算出的最壞情況進行分解，就能得出其中一條線與靜態線之間的可容許耦合噪聲。

20.2

耦合源：電容和電感

當信號沿傳輸線傳播時，信號路徑和返回路徑之間將產生電力線，圍繞在信號路徑和返回路徑導體周圍也有磁力線圈。這些場并未封閉在信號路徑和返回路徑之間的空間內，而是會延伸到周圍的空間。我們把這些延伸出去的場稱為 邊緣場 。

經驗法則 ：FR4中50Ω微帶線的邊緣場產生的電容，大約等于那些直接在信號線下方的電力線所產生的電容。

當然，距離導線越遠的地方，邊緣場就會迅速下降。下圖給出了信號路徑和返回路徑之間的邊緣場，以及當另一個線網分別位于遠處和近處時兩者之間的相互作用情況。

如果在一個線網邊緣場仍很強的區域不得不布信號路徑和返回路徑，邊緣場就會在這條線上產生噪聲。在靜態線上產生噪聲的唯一途徑就是動態線上的信號電壓和電流發生變化，變化的電場引起位移電流，變化的磁場引起感應電流。

在設計互連時，為了減少串擾，就要盡量減小在兩對信號-返回路徑之間邊緣電場和邊緣磁場的交疊。為此，通常要采取如下兩種方式加以實現。第一，將兩條信號線之間的間距加大。第二，讓信號線更靠近返回平面，導致邊緣場線也更靠近平面，使得泄漏到鄰近信號線上的邊緣場更少。

實際的耦合機制是經過電場和磁場實現的，我們可以利用電路元件電容器和互感器表征這種電磁場耦合。

在系統中，任何兩個線網之間總會有邊緣場產生的容性耦合和感性耦合，我們把耦合電容和耦合電感稱為互容和 互感 。顯然，如果把兩個相鄰的信號路徑和返回路徑分開得遠一些，互容和互感的參數值就會減小。

根據幾何結構去預估串擾，是評價設計是否滿足性能指標的重要步驟?？梢詫⒒ミB的幾何結構換算成等效互容和互感，并且建立二者與耦合噪聲的關系。

互容和互感都與串擾有關，但還是要區別考慮。當返回路徑是很寬的均勻平面時，如電路板上的大多數耦合傳輸線，容性耦合電流和感性耦合電流的量級大約相同。這時要準確地預估串擾量，二者都必須考慮到。這就是電路板上總線中的傳輸線串擾情況，這種噪聲有一種特殊樣式。

若返回路徑不是很寬的均勻平面，而是封裝中的單個引線或連接器中的單個引腳，則雖然依然存在容性耦合和感性耦合，但此時感性耦合電流將遠大于容性耦合電流。此時，噪聲的行為主要由感性耦合電流決定。靜態線上的噪聲是動態線網上的dI/dt驅動的，它通常在驅動器開關時，即信號的上升邊和下降邊處發生。這就是把這種噪聲稱為開關噪聲的原因。

20.3

傳輸線串擾：NEXT與FEXT

兩條相鄰傳輸線上的噪聲可以用下圖所示的結構加以測量。信號從傳輸線的一端輸入，遠端的端接是為了消除末端反射。噪聲電壓在靜態線的兩端進行測量。將靜態線的兩端連接到快速示波器的輸入通道，可以使靜態線得到有效的端接。

下圖給出了當快速上升邊驅動動態信號線時，在與之相鄰的靜態線兩端測得的噪聲電壓。此例中，兩條50Ω微帶傳輸線長約4in，二者的線間距與線寬相等。而且，每條線的兩端都有50Ω端接電阻器，因此反射可以忽略不計。

靜態線兩端測得的噪聲電壓形式明顯不同。為了區分這兩個末端，把距離源端最近的一端稱為“ 近端 ”，而把距離源端最遠的一端稱為“ 遠端 ”。這兩端也可以用信號傳輸的方向加以定義，即遠端是信號傳輸方向的“ 前方 ”，近端是信號傳輸方向的“ 后方 ”。

當傳輸線兩端都有端接而不存在多次反射時，近端和遠端出現的噪聲形式有自己特殊的形狀。近端噪聲迅速上升到一個固定值，并且保持這一值的持續時間為耦合長度時延的兩倍，然后再下降。這個恒定的近端噪聲飽和量稱為 近端串擾 (或 NEXT ) 系數 。在上面的示例中，入射信號為200mV，NEXT大約是13mV，約為入射信號的6.5%。

NEXT值很特殊，是在兩端有端接匹配的情況下，而耦合長度又很長，足以使噪聲達到一個穩定平坦值時，把它定義為近端噪聲的。改變兩條線兩端的端接，并不會影響串擾到靜態線的耦合噪聲。但是，當后向傳輸的噪聲到達傳輸線的近端時，如果端接不匹配，就會產生反射。當兩端的端接與傳輸線的特性阻抗匹配時，NEXT是靜態線上形成噪聲的測度。一旦知道了NEXT，不同的端接對這一電壓的影響就都比較容易估計了。

顯然，NEXT的值取決于走線之間的距離。遺憾的是，減小NEXT的辦法只能是加大走線之間的距離，或者將返回平面更靠近信號走線。

與近端相比，遠端也有一個明顯不同的樣式。信號在動態線上走過一個單程的時間后才會有遠端噪聲，它的出現非常迅速，且持續的時間很短。脈沖的寬度就是信號的上升邊長，峰值電壓稱為 遠端串擾 (或 FEXT ) 系數 。

在上面的示例中，遠端串擾電壓約為60mV。FEXT系數是遠端峰值電壓與信號電壓的比值。在本例中，當信號為200mV時，FEXT系數為 60mV/200mV=30% 。這是一個很大的噪聲。

如果端接不匹配，反射就會影響兩端的噪聲幅度，這時雖然仍提及遠端串擾，但其幅度不能再記為FEXT，因為該系數是指端接匹配這一特殊情況下的值。

有4個因素可以減小FEXT：將返回平面更靠近信號線，減小耦合長度，拉長上升邊，加大走線之間的距離。

20.4

串擾模型

描述串擾的一種方式是給出耦合線的等效電路模型。在預估電壓波形時，用這個模型進行仿真，就能預估具體幾何結構和端接情況下的電壓波形。通常使用兩個不同的模型來建模傳輸線的耦合。

兩個理想分布式耦合傳輸線模型描述了一個差分對，其中描述耦合的參數項有：奇模阻抗、偶模阻抗；奇模時延、偶模時延。這4項描述了所有傳輸線及其耦合效應。

另一個廣泛用于描述耦合的模型是n節集總電路模型。在這種模型中，兩條傳輸線都描述為n節集總電路模型，它們之間的耦合則描述為互容器和互感器元件，其中一節的等效電路模型如下圖所示：

信號路徑和返回路徑之間的實際電容值和回路電感值，以及互容值和互感值沿傳輸線是均勻分布的。對于均勻耦合傳輸線，單位長度值可以描述傳輸線及其之間的耦合。如上所示，這些值可以表示為矩陣形式，如果將矩陣擴大就能表示任意多個有耦合的傳輸線。

我們把這種分布型的行為近似為沿線均勻放置的很小的分立集總元件。而且，分立集總元件越小，近似程度就越好。如前面章節所述，所需的節數取決于要求的帶寬和時延。所需的最少節數為 **n>10×BW×T_D ** 。其中，n表示準確模型所需LC集總電路的最少節數，BW表示模型的帶寬(單位為GHz)，T_D表示每條傳輸線的時延(單位為ns)。

兩條耦合傳輸線可以描述為兩個獨立的n節集總電路模型。如果這兩條線是對稱的，則兩條線中每一節的電容和電感值是相同的。在這個無耦合模型的基礎上，需要加入耦合。每節中，耦合電容可以建模為信號路徑之間的互容器，耦合電感可以建模為各個回路電感器之間的互感器。

單條傳輸線是用單位長度電容C_L和單位長度回路電感L_L加以描述的，耦合是用單位長度互容C_ML和單位長度回路互感L_ML加以描述的。對于一對均勻傳輸線，互感和互容也是沿著兩條線均勻分布的。

兩條耦合傳輸線的各種問題都能用4個線參數(C_L，L_L，C_M和L_M)加以描述。當有兩條以上傳輸線時，模型可以直接擴充，但會變得更復雜。在任意一對傳輸線的各節之間就有一個互容器，而且任意一對信號-返回回路的各節之間就有一個互感器。

互容器和回路互感器都與長度成比例，所以只需討論它們的單位長度互容和單位長度回路互感。為了便于表述這些額外的互容器和互感器，下節給出一種基于矩陣的簡便形式。

20.5

SPICE電容矩陣

如果有許多條傳輸線，就可以用下標來標記每一條線。例如，如果有5條線，就用1～5分別標記，依慣例把返回路徑導體標記為導線0。下圖給出了5條導線和一個公共返回平面的橫截面圖。

在這個線的集合中，每對導線之間都有電容。在每條信號線和返回路徑之間都有一個電容，在每對信號線之間也都有一個耦合電容。為了分清楚所有導線對，也用下標來標記電容。導線1和導線2之間的電容記為C_12，導線2和導線4之間的電容記為C_24，信號路徑和返回路徑之間的電容記為C_10或C_30。

為了充分利用矩陣形式表示的有效性，將信號路徑和返回路徑之間的電容行重新標記，把信號路徑和返回路徑之間的電容放在矩陣的對角線位置上，即用C_11代替C_10。諸如此類，其他信號路徑和返回路徑之間的電容也就變為C_22，C_33，C_44和C_55。由此，用一個5×5矩陣標記出每對導線之間的電容。等效電路和相應的參數值矩陣如下圖所示。

當然，盡管矩陣中有C_41和C_14，但它們指的是同一個電容值，并且模型中只有一個這種電容的實例。

在電容矩陣里，對角線元素是信號路徑和返回路徑之間的電容，非對角線元素是耦合電容，即互容。對于均勻傳輸線，每個矩陣元素都是單位長度電容，其單位通常是pF/in。

矩陣是一種理解所有電容值的簡便表示形式。為了與其他矩陣區分開，通常把這個矩陣稱為 SPICE電容矩陣 。如上所示，它存儲的是SPICE等效電路模型的參數值，其中各個矩陣元素是出現在整個電路模型中的耦合傳輸線的電容量。

所有元素都是單位長度電容。為了構建實際傳輸線的近似模型，首先應從n>10×BW×T_D中確定集總電路模型需要多少節LC電路。由傳輸線的長度Len和所需的節數n，可以計算出每節的長度：每節長度=Len/n。所以，每一節的電容量就是單位長度電容的矩陣元素乘以每節長度。例如，每節的耦合電容為C_21×Len/n。

用二維場求解器計算一組5條微帶線導體的SPICE電容矩陣，其結果如下圖所示：

有時僅憑觀察數字，很難確切地感受這些電容矩陣元素值的大小及越遠越小的情況。但是，可以將矩陣畫成三維圖的形式，如下圖所示，其中縱軸表示電容的幅值。粗略一看，發現對角線元素的值幾乎相同，而非對角線元素下降得非?？?。

在這個特殊示例中，導線為50Ω微帶線，使它們盡可能靠近，線寬和線間距均為5mil?？梢钥吹剑鄬τ趯Ь€1和導線2之間的耦合，導線1和導線3之間的耦合是可忽略的。導線間隔越遠，非對角線元素下降得就越快。這是邊緣電場隨間距拉大而快速衰減的直接標志。

SPICE電容矩陣的各個元素都是等效電路模型中電路元件的參數值，所以每個元素值都是對兩條導線之間容性耦合量的直接測度。例如，對于給定的dV/dt，電容值直接決定了一對導線之間的容性耦合電流。矩陣元素越大，容性耦合越大，兩條導線之間的邊緣場就越強。

在耦合傳輸線上，常常將非對角線元素的大小與對角線元素進行比較。在上面的5條50Ω耦合線示例中，線間距等于線寬(可制造的最小間隔)，相鄰線之間的相對耦合約為5%，中間相隔一條導線的兩條導線之間的相對耦合則小于0.6%。這是一些很有價值的經驗值。

對于給定的走線配置，電路模型本身不會改變，但走線之間不同的物理配置將影響其中的參數值。很明顯，如果把兩條走線分開得遠一些，參數值就會減小。如果改變走線的寬度，那么首先它將影響到這條線對應的對角線元素，以及這條線與兩邊相鄰線之間的耦合；其次它將影響與兩邊其他走線之間的耦合。