1 推挽變換器及推挽諧振變換器的原理

（1）推挽變換器

推挽變換器拓撲和工作波形如圖1所示。電路中的兩個開關管Q1、Q2接在帶有中心抽頭的變壓器初級線圈兩端，此電路可以等效為兩個完全對稱的單端正激變換器。D1、D2為副邊整流二極管，L、C為輸出濾波電感和濾波電容。在分析時，作出如下假設：

a、所有功率管、二極管均為理想元件；

b、電容、電感均為理想元件；

c、輸出電容足夠大，C0、RL可以看成一個電壓源；

d、電路工作在穩態。

（a）推挽變換器拓撲

（b）工作波形

圖1 推挽變換器拓撲及工作波形

開關管的換流過程如圖2所示。

模態1：Q1導通時，輸入電壓加在變壓器原邊上端繞組，Q2承受兩倍的輸入電壓，變壓器副邊上端繞組電壓為nVin，整流二極管D1導通，此期間電源向負載提供能量；

模態2：Q1關斷、Q2關斷時，整流管D1中電流逐漸減小，D2中電流逐漸增大，直到兩管中電流相等（忽略變壓器激磁電流），此時變壓器可以看作被短路，兩開關管承受電源電壓，輸出功率由輸出電容提供；

模態3：Q2導通、Q1關斷時，輸入電壓加在變壓器原邊下端繞組上，Q1承受兩倍的輸入電壓,變壓器副邊下端繞組電壓為nVin，整流二極管D2導通，此期間電源向負載提供能量；

模態4：Q2關斷、Q1關斷時，整流管D2中電流逐漸減小，D1中電流逐漸增大，直到兩管中電流相等（忽略變壓器激磁電流），此時變壓器可以看作被短路，兩開關管承受電源電壓，輸出功率由輸出電容提供。

圖2 換流過程分析

推挽變換器的相關參數計算方法參考文獻[1]。

（2）推挽諧振變換器

推挽諧振變換器拓撲及工作波形如圖3所示。為使開關管實現零電壓導通和零電流關斷（ZVCS），來達到變換器的高效率，就要采用新的電路拓撲和控制方法。提出了一種新型的ZVCS推挽諧振電路拓撲，電路拓撲如圖3a所示。該電路由初級MOS管（Q1、Q2），串聯LC諧振電路，輸出整流器（D1?D4），輸出電容（Co）和負載（RL）組成。諧振電感為變壓器的次級漏感，Cs1、Cs2為包括MOSFET漏源極結電容在內的并聯電容。下面分析電路的工作原理。該電路工作時，工作頻率接近于電路LC網絡的固有諧振頻率。電路有4個工作模態，其等效電路分別如圖4的（a）、（b）、（c）、（d）所示，電路工作波形如圖3b所示。在分析時，作如下假定：

a、所有功率管、二極管均為理想元件；

b、電容、電感均為理想元件，Cs1=Cs2=Cs；

c、輸出電容足夠大，C0、RL可以看作為電壓源。

d、電路已經進入穩態。

（a）推挽諧振變換器

（b）工作波形

圖3 推挽諧振變換器拓撲

開關管的換流過程如圖4所示。

模態1：t0時刻之前，功率管Q1漏源極并接的電容Cs1已放電到零，t0時Q1導通，則Q1為零電壓導通，變壓器初級流過電流i1，變壓器勵磁電流線性增長，副邊諧振網絡諧振，原邊向副邊傳輸能量。此模態中Cs1電壓為零，Cs2電壓鉗位在2Vin。

模態2：t1時關斷功率管Q1，此時Q2亦關斷，變壓器勵磁電流對Q1、Q2漏源極并接的電容Cs1、Cs2進行充放電，由于變壓器勵磁電流足夠大，且功率管并接的電容值比較小，充電時間比較短，故可認為充放電時勵磁電流大小不變，電容電壓為線性變化，Cs1電壓由零增加到2Vin，Cs2電壓由2Vin減小到零，Q2的反并二極管自然導通。此模態到Vcs2=0時結束。

模態3：與模態1類似，Q2零電壓導通，向副邊傳輸能量，Cs1電壓箝位為2Vin。

模態4：與模態2類似。

圖4 換流過程分析

推挽諧振變換器的相關參數計算方法參考文獻[1]。

2 基于PSIM的推挽諧振變換器建模

本方案采用的PWM控制器為SG3525，內部包括供電、OSC、PWM調節、軟啟動、保護等單元，內部結構如圖5所示。

圖5 SG3525內部結構圖

pin1和pin2為誤差放大器的反相輸入和同相輸入引腳；pin3為振蕩器外接同步信號輸入引腳；pin4為振蕩器輸出引腳；pin5振蕩器定時電容引腳；pin6為定時電阻引腳；pin8為軟啟動時間設置引腳；pin9為PWM比較器信號補償引腳；pin10為外部故障輸入引腳；pin11為PWMA輸出引腳；pin12為GND引腳；pin13為Vcc引腳；pin14為PWMB輸出引腳；pin15為偏置電源輸入引腳；pin16為輸出電源基準。

振蕩器：一個雙門限電壓比較器，電壓均取自于基準電源，其上門限制Vh=3.9V，低門限值Vl=0.9V，內部恒流源向CT充電，端電壓Vc線性上升，構成鋸齒波的上升沿，當Vc=Vh時比較器輸出反向，充電過程結束，上升時間Trise=0.67RtCt。比較器動作后，放電電路工作，CT放電，Vc下降并形成鋸齒波的下降沿，當Vc=Vl時比較器輸出反向，放電過程結束，下降時間Tfall=1.3RdCt，完成一個工作周期。

a、脈沖產生模塊原理：利用電容的充電/放電特性，設置充電電壓的上限與下限比較值，與比較器比較，結合SR觸發器控制電容充放電時間，從而產生三角波和振蕩器脈沖波形。

b、PWM生成模塊：結合第一部分工作時序波形和數字電路技術，設計數字電路，生成兩路PWM驅動波形。

c、推挽變換器模型：圖6為推挽電路的功率級電路模型，為了使仿真更加接近實際情況，原邊MOS管并聯等效電容200pF（該電容值為MOS管輸出電容與PCB上寄生電容，通常取幾百pF。），輸入并聯20mF電容，該電容不影響仿真結果，加在這里目的是為了更加接近實際情況，避免設計時疏忽；變壓器采用4繞組變壓器（仿真時，開始選用3繞組變壓器，仿真結果誤差較大，錯誤為高壓側諧振電流頻率與低壓側諧振頻率不相同，導致仿真中MOS管D極始終出現較大的尖峰，后來換用變壓器，設置合適的參數，問題基本解決，但由于變壓器參數沒有優化，所以仿真結果不是特別理想）；高壓側采用諧振的最大優點就是消除原邊MOS的電壓尖峰（但是調試中比較麻煩，如果調試不好，很難達到理想效果，有可能適得其反）；二極管整流，二極管上會消耗較多的功率，導致二極管發熱嚴重，如果器件選型不合適，高壓側串聯諧振，很有可能會降低效率，但消除前級尖峰，會使機器變得更可靠。所以實際設計中會綜合各方面因素來考慮設計方案，不能一味的追求某項參數指標。功率電路模型如下：

圖6 推挽諧振變換器功率模型

仿真參數：DC輸入：4056V；DC輸出：320430V；輸出功率：1000W。

諧振參數：電感37uH，電容220nF

圖7 諧振電流和電容電壓

圖8 前級開關管漏源電壓及溝道電流

圖9 前級開關管ZVS

圖10 二極管ZCS

圖11 輸出與輸入功率