MOSFET器件是數字集成電路的最小單位，因為MOSFET的開關特性和輸出曲線特性，由PMOS和NMOS組成的CMOS門電路，則為數字集成電路最基本的電路結構。而想很好地理解CMOS電路結構，必須先熟悉CMOS反相器電路及其設計和分析方法，因為其他門電路，很多分析方式都是相通的。

原理圖與版圖

下圖所示是CMOS反相器電路的原理圖以及物理版圖。物理版圖就可以理解為MASK的圖形，之前的章節中，我們已經知道，集成電路制造就是根據圖形一層一層光刻、生長、注入而實現的，所以無論是什么電路圖，最終都必須轉換成物理版圖的圖形，交到工廠去生產。

當然因為知道生產出來的電路，是一層一層堆疊的，所以CMOS反相器電路實際剖面圖如下所示。

正常來說VDD與VBBp會連接在一起，接在VDD上，是PMOS的源端，而VBBn與GND會連接在一起，接在地上，是NMOS的源端。當然隨著工藝尺寸逐步降低，VBBp和VBBn不會與每一個門電路的VDD和GND連接，而是每幾個電路連接一個門電路，這樣做的好處是，節省面積，但因此會造成襯底偏置電壓（VBS，Substrate Biasing Voltage，偏置與襯底的電壓差）與源端產生少許電壓差，改變閾值電壓VT。一般來說VBS與VT成反比關系，也就是說VBS越大，VT越小，VBS越小VT越大。

對于數字集成電路工程師來說，知道襯底偏置電壓對VT有影響影響就好，不需要了解太多了。因為在先進工藝下，為了做好低功耗設計，有專門的Body Biasing Generator（BBG）來微調偏置電壓，以便獲得功耗與性能之間的取舍。降低VT可以提高性能，但帶來較大漏電；提高VT可以減少漏電，但會提高性能。

電路分析

首先看CMOS反相器的電路，與之前不同的是，多了一個CL，負載電容。無論是什么CMOS門電路，其輸出一定是要驅動一個負載的，而對于CMOS門電路來說一般負載指的是金屬連線與地之間的電容，以及下一級電路輸入柵極與地之間的電容。因為MOSFET是電壓控制電流，如果把負載電壓VDD看成邏輯1，地電勢看成邏輯0，那么只是電流是無法實現邏輯傳遞的，因此負載電容在被電流充電與放電的過程中，完成其節點在VDD與地電勢之間跳變，才能真正把邏輯數值傳遞出去。

假設PMOS和NMOS使用相同的VT值，則輸入電壓改變引起輸出電壓變化的曲線（反相器轉移特性曲線）圖如下：

• A區域，Vin在0V到VTN之間，因此NMOS截止，PMOS非飽和，但沒有電流通路，因此沒有電流，輸出電壓也不會發生變化。
• B區域，Vin在VTN到1/2VDD之間，NMOS處于飽和狀態，PMOS處于非飽和狀態，對于PMOS來說，VDS不大，因此電流不大，電容放電速度比較慢。
• C區域，Vin在1/2VDD左右，NMOS和PMOS同時處于飽和狀態，放電速度突然增大，對于PMOS來說，很快達到飽和狀態（VDS增加），而NMOS很快達到非飽和狀態（VDS減少），進入D區域。
• D區域，Vin處于1/2VDD到接近（VDD-VTP）區間，NMOS處于非飽和，PMOS處于飽和狀態，對于NMOS來說，VDS不大，因此電流不大，電容放電速度較慢。
• E區域，Vin大于VDD-VTP，PMOS截止，沒有電流通路，輸出電壓也就固定在0V。

由以上特性可見，當輸入電壓為VDD的時候，輸出電壓為0V，而輸入電壓為0V時，輸出電壓為VDD，剛好相反，滿足反相器的邏輯關系。

接著我們看一下，輸入電壓與電路電流的關系：

可以看出，只要輸入電壓小于nMOS的VT，或者大于VDD-|VTP|，則電路是不會產生電流的。只有在這中間區間，才會產生一個比較大的電流，特別是兩個管子都處于飽和狀態時。這樣的好處是只要電路不發生翻轉，就不會產生電流，而一旦發生翻轉，因為nMOS和pMOS的互補性，會快速實現狀態轉換，提高性能。

影響CMOS反相器特性的因素

除電源電壓外，影響反相器特性的主要有：

1. NMOS和PMOS管的閾值電壓；
2. NMOS的W/L和PMOS管的W/L；
3. NMOS和PMOS管W/L值之比。

剛才的分析是假設nMOS和pMOS的閾值電壓一樣，但實際上可能會有偏差，如果閾值電壓不同，則會影響轉換曲線的偏移，畢竟開關的時間都不一樣了，但峰值電流不會有太大變化，也不會對充電時間有太大影響。當然實際設計的時候，我們盡量讓兩個管子的閾值相近，以便轉換過程盡可能接近于中心位置，減少對噪聲容限的影響。

同時閾值越小，中間階段越大，短路狀態也會持續越長的時間。輸出曲線斜率越平緩，輸出變化越慢。如果想減少短路狀態下的能量損耗，需要選擇VT值大一些的器件，當然對電容充電時間減少了，性能也會降低。

另一個方面，如果兩個管子寬長比越大，則電流越大，等效電阻越小，跨導越大，傳輸效率越高，對負載充電的性能越高，當然2個管子都處于飽和狀態時，電流也會越大。想獲得更快的工作頻率，更大的寬長比選擇是有必要的。

第三點，寬長比之比，是很有意思的。假設當pMOS的寬長比與nMOS寬長比是2:1的時候，傳輸曲線最陡峭的位置處于1/2 VT的位置，這是最理想的結果。

那么如果我們增加pMOS的寬長比，則曲線就會向右偏移，這意味著如果輸入電壓在VDD范圍不穩定時，輸出電壓可能發生變化，也就是偏向于VDD的噪聲容限減小了。同樣的，如果我們減小pMOS的寬長比，則曲線就會向左偏移，這意味著如果輸入電壓在地范圍不穩定，被抬升時，輸出電壓可能發生變化，也就是偏向于地的噪聲容限減小了。

為什么要用CMOS結構電路

這是一個比較奇葩的問題，因為現在已經很少，或者說在數字集成電路設計過程中，已經不會再有人問這個問題了。但是作為入門工程師來說，了解一下歷史，可以更好地展望未來。

首先我們要知道一個好的反相器應該有以下4個特質：

• 電壓擺幅：接近電源電壓好
• 高增益區電壓增益：越高越好
• 靜態電流：越小越好
• 直流噪聲容限：越大越好（轉換電平居中）

現在我們回到遠古時期，看看老古董都是什么樣子的。

有興趣的小伙伴可以把4種中古反相器都分析一下，我們這里只詳細分析以下電阻負載反相器，也就是利用電阻替代pMOS來對電容進行充電。

圖中Source與GND直接連接，因此Source電壓Vs＝0；Gate上的電壓Vg就是是Vin，Drain上電壓就是Vout。因此Gate與Source電勢差Vgs=Vg-Vs=Vin-0=Vin，Drain與Source電勢差Vds=Vd-Vs=Vout-0=Vout。

Vgs<=VT時，NMOS不導通，電路沒有電流，因此Vout=VDD。

Vgs>=VT后，電路產生電流，CL開始放電，但由于VCC與Vout之間因為電阻的原因一直有通路，因此CL通過NMOS放電的同時，還會有一定的充電，Vout無法達到0V。輸入與輸出關系曲線如下圖所示：

可以看出，電阻負載反相器，在輸出邏輯0的時候，是無法達到0V的，有一個小的電壓，且同時電路中存在電流。根據好的反相器標準，電阻負載反相器電壓擺幅無法達到0V，且存在靜態電流。電阻越大，電流越小，且約接近于0V。但電阻的噪聲隨著頻率增加，是無法被接受的，除了本身性能不好外，隨著性能的要求，電阻負載反相器一定會被淘汰。

那么這些中古反相器和CMOS反相器差別的對比，如下圖所示，如果理想的反相器是目標，只有CMOS反相器是最接近于這個目標的。

反相器的直流參數

之所以說反相器的分析非常重要，是因為在芯片中反相器的應用，除了作為邏輯電路外，還會作為增大驅動能力的IO Buffer以及放大器基礎結構（放大器電路不是數字集成電路設計必須學習的）。

所以反相器的直流參數就尤為重要了，會看芯片datasheet的小伙伴應該很容易理解這些參數。

首先是VIL和VIH，分別是輸入低電平的最高值以及輸入高電平的最低值，這意味著如果給一個芯片送信號（假設芯片IO輸入是一個buffer），那么輸入的信號只有穩定在VIL以下以及VIH以上，才能夠被正確的識別到。

問題回到pMOS和nMOS的寬長比之比，小伙伴們可以思考一下，如果修改寬長比之比，對于VIL和VIH有什么影響呢？

VOL和VOH分別指輸出低電平的最高值，和輸出高電平的最低值。如果是中古反相器Buffer，那么輸出值就會與地和供電電壓VDD有一些不同，但在當今CMOS結構的電路中，基本上就是地電勢和供電電壓VDD。

VNL和VNH分別指輸入低電平抗干擾以及輸入高電平抗干擾，在保證輸出電平不變的條件下，輸入電平允許波動的范圍。它們表示門電路的抗干擾能力，這兩個值當然越大越好。VNH可以理解為驅動門的VOH-負載門的VIH，而VNL可以理解為負載門的VIL-驅動門的VOL。

所以如果要提高VNH和VNL，那么就需要盡量讓VOH和VOL接近于VDD和0V（CMOS電路驅動時，輸出擺幅滿足此要求，但連線過長，寄生電阻可能產生的壓降就會降低VOH或太高VOL，實際電路時要注意這一點），而VIH和VIL盡可能的接近于中心位置。也就是說約接近于理想反相器，那么VNH和VNL越大。

回憶一下，影響CMOS反相器特性的因素，現在可以理解，為什么我們盡量使用更大的VT值，以及配比PMOS和NMOS的寬長比，使其傳輸曲線的中心電壓處于1/2 VDD的位置了。

反相器設計如此，其實后續我們接觸到的門電路設計都會因為VNH和VNL的需要，都會希望傳輸曲線都能盡可能地靠近1/2 VDD。