Mike Curtin 和 Paul O'Brien

第一部分將重點介紹有關PLL的基本概念，同時描述基本PLL 架構和工作原理，另外，我們還將舉例說明PLL在通信系統(tǒng) 中的用途。最后，我們將展示一種運用ADF4111頻率合成器 和VCO190-902T電壓控制振蕩器的實用PLL電路。

在第二部分中，我們將詳細考察與PLL相關的關鍵技術規(guī) 格：相位噪聲、參考雜散和輸出漏電流。導致這些因素的原 因是什么，如何將其影響降至最低？它們對系統(tǒng)性能有何 影響？

最后一部分將詳細描述構成PLL頻率合成器的各個模塊以及 ADI頻率合成器的架構。同時還將簡要總結目前市場上有售 的頻率合成器和VCO，同時列出ADI的現(xiàn)有產(chǎn)品。

PLL基本原理

鎖相環(huán)是一種反饋系統(tǒng)，其中電壓控制振蕩器和相位比較器 相互連接，使得振蕩器頻率(相位)可以準確跟蹤施加的頻率 或相位調(diào)制信號的頻率。鎖相環(huán)可用來從固定的低頻信號生 成穩(wěn)定的輸出頻率信號。首批鎖相環(huán)由法國工程師de Bellescize 在20世紀30年代初實現(xiàn)。然而，直到20世紀60年代中期，集 成式PLL成為一種成本相對較低的元件之后，鎖相環(huán)才得到 市場的廣泛認可。

一般而言，可以把鎖相環(huán)分析為一種帶一個正向增益項和一 個反饋項的負反饋系統(tǒng)。

基于電壓的負反饋系統(tǒng)的簡單框圖如圖1所示。

圖1. 標準負反饋控制系統(tǒng)模型。

在鎖相環(huán)中，來自相位比較器的誤差信號為輸入頻率或相位 與反饋信號頻率或相位之差。穩(wěn)態(tài)下，系統(tǒng)會強制使頻率或 相位誤差信號歸零。其適用負反饋系統(tǒng)的一般公式。

正向增益= G(s), [s = jw = j2pf]

環(huán)路增益= G(s) ′ H(s)

閉環(huán)增益= G(s) / 1 + [G(s)H(s)]

受環(huán)路中積分的影響，在低頻下，穩(wěn)態(tài)增益G(s)較高且

VO / VI , 閉環(huán)增益 = 1 / H

PLL中會增大環(huán)路增益的元件包括：

鑒相器(PD)和電荷泵(CP)。

環(huán)路濾波器，其傳遞函數(shù)為Z(s)

電壓控制振蕩器(VCO)，其靈敏度為KV/s

反饋分頻器，1/N

圖2. 基本鎖相環(huán)模型。

如果將一個線性元件(如四象限乘法器)用作鑒相器并且環(huán)路 濾波器和VCO也為模擬元件，則將其稱為模擬或線性PLL (LPLL)。

如果使用的是數(shù)字鑒相器(EXOR柵極或J-K觸發(fā)器)并且所有 其他元件保持不變，則系統(tǒng)稱為數(shù)字PLL (DPLL)。

如果PLL完全用數(shù)字模塊構建而成，不帶任何無源元件或線 性元件，則稱為全數(shù)字PLL (ADPLL)。

最后，有了數(shù)字化的信息，再加上足夠快的處理能力，也可 以在軟件域開發(fā)PLL。PLL功能由軟件執(zhí)行并在DSP上運行。 這稱為軟件PLL (SPLL)。

根據(jù)圖2，當系統(tǒng)使用PLL來生成高于輸入的頻率時，VCO會 以角頻率D振蕩。該頻率/相位信號的一部分會通過分頻器以 1/N的比率回饋到誤差檢測器。這種經(jīng)過分頻的頻率會饋入誤 差檢測器的一個輸入端。本例中，另一路輸入為固定參考頻 率/相位。誤差檢測器會比較兩個輸入端的信號。當這兩個信 號輸入的相位和頻率相等時，誤差為零，環(huán)路則處于“鎖 定”條件下。如果我們只看誤差信號，則可得到以下等式。

e(s) = FREF - FO / N

當 e(s) = 0,

FO / N = FREF

因此

FO = N FREF

在商用PLL中，鑒相器和電荷泵共同構成誤差檢測器模塊。 當 FO 1 N FREF時，誤差檢測器將向低通環(huán)路濾波器輸出源/吸電 流脈沖。這會使電流脈沖穩(wěn)定轉換為電壓，用以驅動VCO。 然后，VCO頻率會根據(jù)需要以 KV DV的幅度增減，其中， KV 為VCO靈敏度(單位：MHz/V)，V為VCO輸入電壓的變化。 這一過程會持續(xù)進行，直到e(s)變?yōu)榱銥橹?，屆時環(huán)路將鎖 定?？梢?，電荷泵和VCO充當一個積分器，用于將其輸出頻 率增加或減小至所需值，以(從鑒相器)將其輸入恢復至零。

圖3. VCO傳遞函數(shù)。

簡單而言，PLL的總傳遞函數(shù)(CLG或閉環(huán)增益)可以用上面給 出的負反饋系統(tǒng)的CLG表達式來表示。

FO / FREF = 正向增益 / [1 + 環(huán)路增益]

正向增益, G = KD KV Z(s) / s

環(huán)路增益, G H = KD KV Z(s) / Ns

當GH遠遠大于1時，我們可以說，PLL系統(tǒng)的閉環(huán)傳遞函數(shù) 為N，因此，

FOUT = N ′ FREF

環(huán)路濾波器屬于低通類濾波器，一般有一個極點和一個零 點。環(huán)路的瞬態(tài)響應取決于：

極點/零點的幅度，

電荷泵幅度，

VCO靈敏度，

反饋因子N。

在設計環(huán)路濾波器時，必須考慮所有上述因素。此外，設計 濾波器時必須以穩(wěn)定為第一要務(通常建議使相位裕量達 /4)。響應的3-dB截止頻率通常稱為環(huán)路帶寬BW。大環(huán)路帶 寬會導致超快的瞬態(tài)響應。然而，這種結果并非始終都有 利，因為，就如我們將在第二部分看到的那樣，快瞬態(tài)響應 與參考雜散衰減之間存在權衡問題。

PLL在頻率上調(diào)中的應用

利用鎖相環(huán)，可以從低頻基準電壓源產(chǎn)生穩(wěn)定的高頻。要求 穩(wěn)定高頻調(diào)諧的任何系統(tǒng)都可以從PLL技術中受益。這些應 用示例包括無線基站、無線手機、尋呼機、閉路電路系統(tǒng)、 時鐘恢復和時鐘生成系統(tǒng)。GSM手機或基站就是PLL應用的 一個很好的例子。圖4顯示了GSM基站的接收部分。

圖4. GSM基站接收器的信號鏈。

在GSM系統(tǒng)中，有124個寬度為200-kHz的RF頻段通道(每個通 道8個用戶)。占用的總帶寬為24.8 MHz，必須對這些帶寬掃描 以檢查活動狀況。手機的發(fā)射(Tx)范圍為880 MHz至915 MHz， 接收(Rx)范圍為925 MHz至960 MHz。相反，基站的Tx范圍為 925 MHz至960 MHz，Rx范圍為880 MHz至915 MHz。對于本 例，我們只考慮基站發(fā)射和接收部分。GSM900和DCS1800基 站系統(tǒng)的頻段如表1所示。表2展示的是表1所列頻段范圍內(nèi)的 載波頻率的通道編號(RF通道)。Fl(n)為RF通道低頻段(Rx)的 中心頻率，F(xiàn)u(n)為高頻段(Tx)的對應頻率。

表1. GSM900和DCS1800基站系統(tǒng)的頻段 表2.

表2. GSM900和DCS1800基站系統(tǒng)的通道編號

對900-MHz RF輸入濾波、放大并施加到第一級混頻器。另一 個混頻器輸入端用調(diào)諧本振(LO)驅動。本振必須對輸入頻率 范圍掃描，以檢查任何通道上的活動狀況。實際上，LO是運 用前面已經(jīng)描述過的PLL技術來實現(xiàn)的。如果第一中頻(IF) 級的中心位于240 MHz，則LO的頻率范圍必須為640 MHz至 675 MHz，才能覆蓋RF輸入頻段。當選擇200-kHz的參考頻率 時，可以按200 kHz的步長，在整個頻率范圍內(nèi)對VCO輸出排 序。例如，如果需要650 MHz的輸出頻率，則N的值為3250。 該650-MHz的LO會有效地檢查890-MHz RF通道(FRF - FLO = FIF 或FRF = FLO + FIF)。當N增至3251時，LO頻率為650.2 MHz，檢 查的RF通道為890.2 MHz。如圖5所示。

圖5. GSM基站接收器的測試頻率。

值得注意的是，除了可調(diào)諧RF LO以外，接收器部分也采用了 固定IF(在所示例子中為240 MHz)。盡管該IF并不需要頻率調(diào) 諧，但仍然采用了PLL技術。其原因在于，運用穩(wěn)定的系統(tǒng) 參考頻率來產(chǎn)生高頻IF信號不失為一種經(jīng)濟的方式。多家頻 率合成器制造商已經(jīng)意識到這一事實，推出了雙版本器件： 一個版本支持較高RF頻率(>800 MHz)，另一個版本支持較低IF 頻率(500 MHz或以下)。

在GSM系統(tǒng)的發(fā)射端也存在類似的要求。然而，更常見的做 法是直接從基帶上變頻為發(fā)射部分的最終RF；這意味著，基 站的典型TX VCO的范圍為925 MHz至960 MHz(發(fā)射部分的RF 頻段)。

電路示例

圖6顯示了GSM手機發(fā)射部分本振的實際實現(xiàn)方式。我們假 設，基帶直接上變頻為RF。該電路采用了來自ADI的新型 ADF4111 PLL頻率合成器，以及來自Vari-L公司的VCO190-902T 電壓控制振蕩器。

圖6. GSM手機的發(fā)射器本振。

參考輸入信號施加于電路的FREFIN，其端接電阻為50 。在 GSM系統(tǒng)中，該參考輸入頻率的典型值為13 MHz。為了使通 道間距為200 kHz(GSM標準)，必須運用ADF4111的片內(nèi)參考分 頻器，將參考輸入除以65。

ADF4111是一款整數(shù)N PLL頻率合成器，最高支持1.2 GHz的 RF工作頻率。在該整數(shù)N型頻率合成器中，可以按離散整數(shù) 步長，在96至262,000范圍內(nèi)對N編程。對于手機發(fā)射器，如 果所需輸出范圍為880 MHz至915 MHz，并且內(nèi)部參考頻率為 200 kHz，則所需N值的范圍為4400至4575。

ADF4111的電荷泵輸出(引腳2)驅動環(huán)路濾波器?；径?， 該濾波器(圖2中的Z(s))是一款一階滯后-超前型濾波器。在計 算環(huán)路濾波器元件值時，需要考慮多個事項。在本例中，環(huán)路濾波器的設計宗旨是使系統(tǒng)的整體相位裕量 為45度。其他PLL系統(tǒng)技術規(guī)格如下：

KD = 5 mA
KV = 8.66 MHz/V
環(huán)路帶寬= 12 kHz
FREF = 200 kHz
N = 4500
額外參考雜散衰減= 10 dB

所有這些技術規(guī)格都需要用來計算環(huán)路濾波器元件值，如圖6 所示。

環(huán)路濾波器輸出驅動VCO，然后饋入PLL頻率合成器的RF輸 入端，同時驅動RF輸出通道。用一個帶18 電阻的T型電路配 置在ADF4111的VCO輸出、RF輸出和RFIN引腳之間提供50 匹配。

在PLL系統(tǒng)中，知道系統(tǒng)何時鎖定十分重要。在圖6中，這是 通過利用ADF4111的MUXOUT信號來實現(xiàn)的?？稍O置 MUXOUT引腳來監(jiān)控頻率合成器中的各種內(nèi)部信號。其中之 一是LD或鎖定檢測信號。舉例來說，當選用MUXOUT以選 擇鎖定檢測時，就可以在系統(tǒng)中用MUXOUT來觸發(fā)個輸出功 率放大器。

ADF4111用一個簡單的4級串行接口來與系統(tǒng)控制器通信。參 考計數(shù)器、N計數(shù)器和各種其他片內(nèi)功能都是通過該接口進 行編程的。

結論

在本系列的第一部分中，我們借助一些簡單的框圖和等式， 介紹了PLL的基本概念。我們還展示了一個典型的例中，說 明了PLL結構的用武之地，并詳細描述了一種實際實現(xiàn)方法。

審核編輯：郭婷