圖1電路為完備的PD供電電路，具有一個DC-DC轉換器，輸出12V電壓時可提供高達0.85A的電流。 MAX5953A內置高邊、低邊功率開關FET，低邊FET不能配置為同步整流二極管。 因此，buck轉換器僅使用高邊FET。 因為IC內部的限流電路工作時利用低邊FET電流產生的壓降，該電路不具備自動電流限制功能。 啟動時，保險絲F1提供短路保護。

圖1. 包含一個12V、0.85A buck轉換器的PD原理圖

MAX5953具有如下特性：

TVS二極管D1用于抑制瞬間尖峰電壓和反向電壓。

該電路根據輸入電壓不同工作在三種模式：PD偵測模式、PD分級模式和PD供電模式。 使用或沒有使用二極管電橋情況下的電壓門限都符合IEEE 802.3af標準。

I在PD偵測模式下，供電設備(PSE)在V在施加兩個1.4V至10.1V、最小步長為1V的電壓，并記錄這兩點對應的電流測量值。 PSE隨后計算ΔV/ΔI，確認25.5kΩ的特征電阻R1是否存在。 此模式下，MAX5953A的絕大部分內部電路是關斷的，且偏置電流低于10μA。

在分級模式下，PSE根據PD的功耗要求對PD進行分級。 電阻R2 (255Ω)通知PSE，PD將在最大功率為6.49W至12.95W的3級模式下工作。 當電源進入供電模式時，分級電流關斷。

當V在上升到38V UVLO門限電壓以上時，MAX5953A進入供電模式并逐漸打開內部MOSFET，抑制浪涌電流。

完成開啟過程，且V外-在電子電氣= 1.23V時，P好進入漏極開路模式。 軟啟動電容C15由內部33μA的上拉電流充電，給DC-DC轉換器提供軟啟動。 通過設定分壓電阻R6/R7和1.33V的DCUVLO的電壓門限，DC-DC轉換器在達到VOUT = -30V (相對于V+)以前沒有開始工作。

因為3級功率限制最大功率為12.95W，當輸出電壓為12V、電源轉換效率為80%時，負載電流限制在0.85A。

熱插拔電路說明

UVLO的默認啟動電壓為38.6V，默認關斷電壓約為30V。 利用V+和V電子電氣間的分壓電阻(中心抽頭接在UVLO)可以將UVLO的啟動、關斷電壓設置在12V至67V之間的任意值。

達到UVLO門限電壓時，以10μA電流給FET柵極充電，內置FET將緩慢導通。 緩慢的導通過程使100μF電容C6的充電電流最小。 該電路中，OUT的熱拔插輸出電壓以大約910mV/ms的速率下降，電壓作用到輸入端大約8ms后開始下降，見圖2。

圖2. 熱拔插啟動和斜坡時序

CH1 = VSS, CH2 = VOUT

PWM電路說明

DC-DC轉換器是典型的buck轉換器，使用內部高邊FET和外部肖特基同步整流二極管。 輸入電壓范圍為30V (由DCUVLO的分壓電阻設置)至60V，該范圍對應的降壓比為最小2.5:1至最大5:1，對應的占空比為20%至40%。 開關頻率由R4、C4設定為532kHz，以提供最小420ns的導通脈沖寬度，保持低開關損耗。

軟啟動過程包括一下操作時序：限制OPTO反饋電壓使其不要比C黨衛軍端電壓高出1.45V，由內部33μA電流源給C黨衛軍端電容充電。 P好將CSS初始電壓箝位至GND，而當OUT與V電子電氣之間的差值小于1.2V時，熱拔插功能完成，P好釋放。 該過程允許啟動時反饋信號緩慢上升，緩慢增大占空比可以避免輸出過沖。 啟動時OPTO引腳的上升斜率體現了軟啟動特性(圖3)，當V光電電壓約為2V時，斜坡電壓處于正常工作狀態。 圖4所示為重載時的情況，圖5所示為輕載時的工作情況。

圖3. 軟啟動時序

CH1 = VOPTO, CH2 = VCSS; CSS = 470nF

圖4. PWM通過OPTD的反饋電壓與RAMP電壓比較進行控制

CH1 = VOPTO, CH2 = VRAMP, ILOAD = 400mA

圖5. 低電流負載條件下，PWM斜坡電壓與OPTO的反饋電壓進行比較

CH1 = VOPTO, CH2 = VRAMP, ILOAD = 50mA

控制器工作在電壓模式，前饋電壓斜率由R3和C3設定。 OPTO信號與RAMP電壓進行比較。

啟動時的輸出電壓過沖

477nF的軟啟動電容(CSS)將過沖電壓降至1%甚至更低，如圖6所示。 較小的CSS電容能夠在一定程度上控制上電過程出現的輸出電壓過沖，如圖7所示，當C黨衛軍 = 100nF時，電壓過沖達到7.7%。 更小的CSS可加速啟動過程，但卻增大了上電時的輸出電壓過沖。

圖6. 啟動過程的輸出電壓過沖

CH1 = VOUT, CH2 = VCSS, CSS = 470nF, RLOAD = 30Ω (IOUT = 400mA @ 12V)，過沖電壓 ≈ 0

圖7. 啟動過程的輸出電壓過沖

CSS = 100nF

電流限制

雖然MAX5953內部集成有高邊和低邊FET，但低邊FET只用于正激或反激電路中的變壓器耦合隔離。 高邊、低邊FET同時導通，電流檢測通過檢測低邊FET的壓降實現。 因為沒有使用低邊FET，本電路沒有電流檢測功能。 發生短路時，利用保險絲保護MAX5953和其內部調整管FET不受損壞。 然而，一旦DC-DC轉換器啟動，保險絲的輸出短路保護作用將很有限，因為保險絲的熱遲滯可能導致通道上的器件損壞。

負載瞬變

圖8所示的負載瞬變情況發生在從1/2到滿負荷的負載突變。 在輸出端接一個固定400mA的負載，并聯一個400mA脈沖負載。 如果負載從0mA跳至400mA時，負載電壓在瞬間發生劇大變化，如圖9； 而圖8所示情況負載電壓突變較低，當負載電流高于50mA時幾乎與直流負載無關。

圖8. 1/2到滿負荷的負載躍變

CH1 = VOUT, CH2 = ΔIOUT, 瞬變 = 1.2%, IOUT = 800mA→400mA→800mA

圖9. 從0到1/2滿負荷的負載躍變

CH1 = VOUT, CH2 = ΔIOUT, 瞬變 = 5%至10%, IOUT = 400mA→mA→400mA

轉換效率

轉換效率介于負載電流為250mA時的71%至負載電流為1A時的80.5%。 圖10顯示當850mA滿負荷電流時，轉換效率將大于80%。

圖10. V在 = 48V時的轉換效率

環路穩定性

電壓模式控制環路存在兩個極點：4.1kHz LCOUT (L1、C9)諧振頻率，和一個由于COUT的低ESR產生的高于4MHz的零點。 使用3類環路補償可使單位增益帶寬高于LCOUT的諧振頻率。 兩個零點設置為2.1kHz (R9、C14)和4.1kHz (R11、C15)，補償LCOUT的兩個諧振極點，兩極點置于20kHz (R9、C13)和125kHz (R10、C15)。 從圖11控制環路波特圖可以看出，單位增益頻率為19.4kHz，相位裕量為59°。

圖11. 環路波特圖

應用

這個簡單的buck轉換器非常適合PD應用，低成本的非變壓器耦合結構，唯一的不足是短路情況下有可能出現保護失效。

審核編輯：郭婷