圖1電路為完備的PD供電電路，具有一個(gè)DC-DC轉(zhuǎn)換器，輸出12V電壓時(shí)可提供高達(dá)0.85A的電流。 MAX5953A內(nèi)置高邊、低邊功率開關(guān)FET，低邊FET不能配置為同步整流二極管。 因此，buck轉(zhuǎn)換器僅使用高邊FET。 因?yàn)镮C內(nèi)部的限流電路工作時(shí)利用低邊FET電流產(chǎn)生的壓降，該電路不具備自動(dòng)電流限制功能。 啟動(dòng)時(shí)，保險(xiǎn)絲F1提供短路保護(hù)。

圖1. 包含一個(gè)12V、0.85A buck轉(zhuǎn)換器的PD原理圖

MAX5953具有如下特性：

TVS二極管D1用于抑制瞬間尖峰電壓和反向電壓。

該電路根據(jù)輸入電壓不同工作在三種模式：PD偵測模式、PD分級(jí)模式和PD供電模式。 使用或沒有使用二極管電橋情況下的電壓門限都符合IEEE 802.3af標(biāo)準(zhǔn)。

I在PD偵測模式下，供電設(shè)備(PSE)在V在施加兩個(gè)1.4V至10.1V、最小步長為1V的電壓，并記錄這兩點(diǎn)對(duì)應(yīng)的電流測量值。 PSE隨后計(jì)算ΔV/ΔI，確認(rèn)25.5kΩ的特征電阻R1是否存在。 此模式下，MAX5953A的絕大部分內(nèi)部電路是關(guān)斷的，且偏置電流低于10μA。

在分級(jí)模式下，PSE根據(jù)PD的功耗要求對(duì)PD進(jìn)行分級(jí)。 電阻R2 (255Ω)通知PSE，PD將在最大功率為6.49W至12.95W的3級(jí)模式下工作。 當(dāng)電源進(jìn)入供電模式時(shí)，分級(jí)電流關(guān)斷。

當(dāng)V在上升到38V UVLO門限電壓以上時(shí)，MAX5953A進(jìn)入供電模式并逐漸打開內(nèi)部MOSFET，抑制浪涌電流。

完成開啟過程，且V外-在電子電氣= 1.23V時(shí)，P好進(jìn)入漏極開路模式。 軟啟動(dòng)電容C15由內(nèi)部33μA的上拉電流充電，給DC-DC轉(zhuǎn)換器提供軟啟動(dòng)。 通過設(shè)定分壓電阻R6/R7和1.33V的DCUVLO的電壓門限，DC-DC轉(zhuǎn)換器在達(dá)到VOUT = -30V (相對(duì)于V+)以前沒有開始工作。

因?yàn)?級(jí)功率限制最大功率為12.95W，當(dāng)輸出電壓為12V、電源轉(zhuǎn)換效率為80%時(shí)，負(fù)載電流限制在0.85A。

熱插拔電路說明

UVLO的默認(rèn)啟動(dòng)電壓為38.6V，默認(rèn)關(guān)斷電壓約為30V。 利用V+和V電子電氣間的分壓電阻(中心抽頭接在UVLO)可以將UVLO的啟動(dòng)、關(guān)斷電壓設(shè)置在12V至67V之間的任意值。

達(dá)到UVLO門限電壓時(shí)，以10μA電流給FET柵極充電，內(nèi)置FET將緩慢導(dǎo)通。 緩慢的導(dǎo)通過程使100μF電容C6的充電電流最小。 該電路中，OUT的熱拔插輸出電壓以大約910mV/ms的速率下降，電壓作用到輸入端大約8ms后開始下降，見圖2。

圖2. 熱拔插啟動(dòng)和斜坡時(shí)序

CH1 = VSS, CH2 = VOUT

PWM電路說明

DC-DC轉(zhuǎn)換器是典型的buck轉(zhuǎn)換器，使用內(nèi)部高邊FET和外部肖特基同步整流二極管。 輸入電壓范圍為30V (由DCUVLO的分壓電阻設(shè)置)至60V，該范圍對(duì)應(yīng)的降壓比為最小2.5:1至最大5:1，對(duì)應(yīng)的占空比為20%至40%。 開關(guān)頻率由R4、C4設(shè)定為532kHz，以提供最小420ns的導(dǎo)通脈沖寬度，保持低開關(guān)損耗。

軟啟動(dòng)過程包括一下操作時(shí)序：限制OPTO反饋電壓使其不要比C黨衛(wèi)軍端電壓高出1.45V，由內(nèi)部33μA電流源給C黨衛(wèi)軍端電容充電。 P好將CSS初始電壓箝位至GND，而當(dāng)OUT與V電子電氣之間的差值小于1.2V時(shí)，熱拔插功能完成，P好釋放。 該過程允許啟動(dòng)時(shí)反饋信號(hào)緩慢上升，緩慢增大占空比可以避免輸出過沖。 啟動(dòng)時(shí)OPTO引腳的上升斜率體現(xiàn)了軟啟動(dòng)特性(圖3)，當(dāng)V光電電壓約為2V時(shí)，斜坡電壓處于正常工作狀態(tài)。 圖4所示為重載時(shí)的情況，圖5所示為輕載時(shí)的工作情況。

圖3. 軟啟動(dòng)時(shí)序

CH1 = VOPTO, CH2 = VCSS; CSS = 470nF

圖4. PWM通過OPTD的反饋電壓與RAMP電壓比較進(jìn)行控制

CH1 = VOPTO, CH2 = VRAMP, ILOAD = 400mA

圖5. 低電流負(fù)載條件下，PWM斜坡電壓與OPTO的反饋電壓進(jìn)行比較

CH1 = VOPTO, CH2 = VRAMP, ILOAD = 50mA

控制器工作在電壓模式，前饋電壓斜率由R3和C3設(shè)定。 OPTO信號(hào)與RAMP電壓進(jìn)行比較。

啟動(dòng)時(shí)的輸出電壓過沖

477nF的軟啟動(dòng)電容(CSS)將過沖電壓降至1%甚至更低，如圖6所示。 較小的CSS電容能夠在一定程度上控制上電過程出現(xiàn)的輸出電壓過沖，如圖7所示，當(dāng)C黨衛(wèi)軍 = 100nF時(shí)，電壓過沖達(dá)到7.7%。 更小的CSS可加速啟動(dòng)過程，但卻增大了上電時(shí)的輸出電壓過沖。

圖6. 啟動(dòng)過程的輸出電壓過沖

CH1 = VOUT, CH2 = VCSS, CSS = 470nF, RLOAD = 30Ω (IOUT = 400mA @ 12V)，過沖電壓 ≈ 0

圖7. 啟動(dòng)過程的輸出電壓過沖

CSS = 100nF

電流限制

雖然MAX5953內(nèi)部集成有高邊和低邊FET，但低邊FET只用于正激或反激電路中的變壓器耦合隔離。 高邊、低邊FET同時(shí)導(dǎo)通，電流檢測通過檢測低邊FET的壓降實(shí)現(xiàn)。 因?yàn)闆]有使用低邊FET，本電路沒有電流檢測功能。 發(fā)生短路時(shí)，利用保險(xiǎn)絲保護(hù)MAX5953和其內(nèi)部調(diào)整管FET不受損壞。 然而，一旦DC-DC轉(zhuǎn)換器啟動(dòng)，保險(xiǎn)絲的輸出短路保護(hù)作用將很有限，因?yàn)楸ｋU(xiǎn)絲的熱遲滯可能導(dǎo)致通道上的器件損壞。

負(fù)載瞬變

圖8所示的負(fù)載瞬變情況發(fā)生在從1/2到滿負(fù)荷的負(fù)載突變。 在輸出端接一個(gè)固定400mA的負(fù)載，并聯(lián)一個(gè)400mA脈沖負(fù)載。 如果負(fù)載從0mA跳至400mA時(shí)，負(fù)載電壓在瞬間發(fā)生劇大變化，如圖9； 而圖8所示情況負(fù)載電壓突變較低，當(dāng)負(fù)載電流高于50mA時(shí)幾乎與直流負(fù)載無關(guān)。

圖8. 1/2到滿負(fù)荷的負(fù)載躍變

CH1 = VOUT, CH2 = ΔIOUT, 瞬變 = 1.2%, IOUT = 800mA→400mA→800mA

圖9. 從0到1/2滿負(fù)荷的負(fù)載躍變

CH1 = VOUT, CH2 = ΔIOUT, 瞬變 = 5%至10%, IOUT = 400mA→mA→400mA

轉(zhuǎn)換效率

轉(zhuǎn)換效率介于負(fù)載電流為250mA時(shí)的71%至負(fù)載電流為1A時(shí)的80.5%。 圖10顯示當(dāng)850mA滿負(fù)荷電流時(shí)，轉(zhuǎn)換效率將大于80%。

圖10. V在 = 48V時(shí)的轉(zhuǎn)換效率

環(huán)路穩(wěn)定性

電壓模式控制環(huán)路存在兩個(gè)極點(diǎn)：4.1kHz LCOUT (L1、C9)諧振頻率，和一個(gè)由于COUT的低ESR產(chǎn)生的高于4MHz的零點(diǎn)。 使用3類環(huán)路補(bǔ)償可使單位增益帶寬高于LCOUT的諧振頻率。 兩個(gè)零點(diǎn)設(shè)置為2.1kHz (R9、C14)和4.1kHz (R11、C15)，補(bǔ)償LCOUT的兩個(gè)諧振極點(diǎn)，兩極點(diǎn)置于20kHz (R9、C13)和125kHz (R10、C15)。 從圖11控制環(huán)路波特圖可以看出，單位增益頻率為19.4kHz，相位裕量為59°。

圖11. 環(huán)路波特圖

應(yīng)用

這個(gè)簡單的buck轉(zhuǎn)換器非常適合PD應(yīng)用，低成本的非變壓器耦合結(jié)構(gòu)，唯一的不足是短路情況下有可能出現(xiàn)保護(hù)失效。

審核編輯：郭婷