在任何基礎教程中介紹放大器時，討論通常假設使用的是理想的晶體管。它們的特性包括漏源電流 （Ids） 與柵源電壓 （Vgs） 的線性跨導或線性變化，當在閾值電壓 Vt 處達到夾斷的極限條件或在 I最大值達到硬飽和時，具有很強的非線性或突然性（圖 1）。

圖 1：理想晶體管的傳輸特性。

因此，這種強非線性跨導器件是一種電壓控制電流源，輸出電導為零，導通電壓為零。

本系列的前兩篇關于RF功率放大器（PA）基礎知識的文章都做出了這樣的假設，既可以根據柵極偏置對放大器進行分類，又可以計算其最佳情況下的效率。如果這些假設成為選擇放大器工作模式或柵極偏置的基礎，工程師們確實會從實際設計中大吃一驚。

本系列的第三部分也是最后一部分在重新審視柵極偏置和效率時考慮了實際波形和晶體管行為。

3個關鍵的非理想性

上一篇文章演示了如何通過實施F類或反向F放大器來實現100%的效率，并犧牲一些線性度。在那里，如果不是因為主要的三個非理想性，對RF PA操作的完美選擇的尋找可能會結束。

第一個與我們假設由添加三次諧波產生的完美方波有關。實際上，方波只有在添加無限數量的奇次諧波的情況下才有可能，如第一篇文章中所討論的那樣。添加三次諧波對波形的整形有顯著影響，但不會產生先前假設的理想方波。這會產生效率成本（圖 2）。

圖 2：每個非理想性都會顯著降低 F 類效率。

下一個不理想的是膝電壓的存在。如圖2中的輸出特性所示，漏源電流I DS在導通后直至飽和，隨VDS線性變化。理想情況下，在電流飽和區，V DS的變化對I DS沒有影響，IDS僅隨柵源電壓VGS而變化。然而，曲線在變平之前會經過“膝蓋”。

拐點限制或縮短動態負載線擺幅，影響電流和電壓，從而降低RF輸出功率。這反過來又降低了B級和F級的效率。

第三個非理想性是“軟”開啟。晶體管的導通行為不是突然的，這是晶體管在超過給定閾值柵極電壓時表現出非線性跨導的結果。與相同給定VGS偏置的理想（突然）導通相比，這種軟導通增加了漏極電流的導通角（圖2）。

軟導通的主要缺點是增益擴展，需要權衡一些效率以避免下面描述的幅度到幅度（AM-AM）失真。

對增益和AM-AM失真的影響

回想一下，F類對漏極電流使用半波整流或B類操作。這是通過將柵極偏置在閾值（之前假設為0 V）來實現的。軟導通特性使夾斷點向左移動（圖3）。

圖 3：由于軟導通特性，增益顯著呈非線性擴展。

另一個需要考慮的問題是，導通后會出現一個增益顯著擴展的區域（圖3，右）。想要放大器的增益平坦度是很直觀的，因為增益的變化會導致信號失真，其中輸入信號的各個“部分”被不同的“量”放大。

通過檢查圖4可以更好地理解這種AM-AM失真及其隨柵極偏置而變化的方式。

圖 4：柵極偏置由彩色點向左表示，匹配增益和效率曲線如右圖所示。由于需要增益平坦度以避免AM-AM失真，因此通過偏置AB類操作的柵極來找到合適的權衡。

當柵極偏置半波整流時，如在B類操作中，信號的導通部分會有明顯的增益膨脹。另一方面，A類操作（圖4中的虛點）繼續提供平坦的增益，但效率較差。

一個合適的折衷方案是AB類操作，其中柵極偏置位于A類和B類之間的某個區域，使得導通角大于π但小于2π。

圖 5：柵極偏置選擇還取決于預期的輸入信號幅度。

在AB類范圍內，工程師在選擇柵極偏置時必須考慮預期的輸入信號幅度或其峰值。當輸入信號很小，并且柵極偏置剛好高于夾斷時，器件顯示為線性（圖 5）。然而，功率放大器通常不是這種情況。

考慮到與晶體管相關的三個主要非理想因素，各種放大器類別提供的最大效率開始大不相同（圖 6）。

圖 6：由于晶體管非理想性而導致的各種放大器類別的效率下降。

B類效率受到膝蓋電壓問題的打擊，軟開啟會提高。然而，這并沒有考慮處理增益擴展問題所需的效率權衡。

另請注意，由于考慮了非理想性，AB 類操作似乎提供的效率變化最小。

其他非理想性

晶體管中的結構層和結會產生其他非理想特性——寄生電容和電阻，如圖7所示。串聯電阻和分流電阻會導致壓降和損耗，從而進一步影響效率，而寄生電容會導致失真。

RF功率晶體管中的三種主要寄生電容是輸入或Ciss（C gd + C gs），輸出或C oss（Cds + C gs）和反饋或Crss，這也是柵極到漏極電容C gd。考慮這些電容的最大挑戰是它們與電壓無關。

圖 7：器件寄生電阻、電感和電容（左）引起的相變隨輸出功率而變化（右）。

此外，設備互連本身還充當電感，在接近 1 GHz 及以上的高頻下變得很重要，這是當今無線通信標準的典型特征。

非線性電容或變容二極管會導致相位失真隨輸出功率非線性變化，并使寄生L-C-R組合在RF PA設計期間難以管理。

由此產生的相位幅度（AM-PM）失真與前面討論的AM-AM變化相結合，可能導致數字通信系統傳輸不正確的符號，從而傳輸信息。

峰值效率

回顧一下本系列第二部分中為 A 類、B 類和 F 類放大器計算的理論效率。請注意，這些是在峰值輸入信號電平下計算的。實際上，信號在峰值以下花費相當長的時間，導致平均功率低得多，與峰值信號概率密度一致（圖 8）。

另一方面，峰值效率是在峰值輸出功率下實現的。雖然希望始終從RF PA獲得最佳效率，但工作點必須低于峰值輸出功率，以便信號偏移不超過最大允許電平。

圖 8：功率效率與輸出功率的函數關系。峰值效率是在峰值輸出功率水平下實現的。

更具挑戰性的是，當今的數字通信標準使用的調制方案允許輸入信號發生相當大的變化，并要求高峰均功率比（PAPR）。

這就要求工程師采用Doherty放大器等配置，該放大器與兩個PA并聯：“主”和“輔助”。通常偏置在AB類的“主”放大器經過負載調諧，以提供接近平均功率的高效率。偏置低于夾斷的“輔助”放大器僅在較高功率范圍內導通，從而產生負載調制效應，以保持高效率一直到峰值功率。另一種補救措施稱為“包絡跟蹤”，它使用傳統RF PA的電源電壓包絡衍生調制 - 動態控制電源電壓。

選擇適合應用的權衡

晶體管的非理想行為因底層半導體技術而異。例如，與LDMOS相比，基于寬帶隙材料氮化鎵（GaN）的器件解決了拐點電壓問題，提供了相當低的寄生電容，更高的工作頻率和更高的功率密度。

雖然LDMOS性能僅限于較低頻率，但GaN在較高頻率（例如10.15 GHz應用）下的效率提高了3%至5%。GaN器件在SiC襯底上制造，還具有更高的導熱性，使其能夠在比其他技術更高的電壓和更高的功率密度下運行，這反過來也解決了終端設備尺寸方面的考慮因素。

因此，必須了解應用要求，并相應地選擇提供最合適的非理想集的器件技術以及設計權衡，例如與柵極偏置相關的設計權衡。

審核編輯：郭婷