本應用筆記詳細介紹了MAX16833高壓高亮度LED驅動器的分步設計過程。這個過程可以加快原型制作速度，并增加一次性成功的機會。給出了一個典型的設計方案，以及基于設計約束的計算示例。討論了組件選擇的權衡。包括一個電子表格計算器 （XLS），以幫助計算外部組件值。本應用筆記重點介紹降壓-升壓轉換器拓撲結構。但是，只要理解基本方程，相同的過程就可以應用于其他拓撲。

介紹

本應用筆記是系列筆記中的第二篇，詳細介紹了MAX16833高壓高亮度LED驅動器的分步設計過程，以加快原型設計速度，增加一次通過成功的機會。MAX16833為峰值電流模式控制的LED驅動器，能夠以幾種不同的架構驅動LED串：升壓、降壓-升壓、SEPIC、反激式和高邊降壓拓撲。本應用筆記第1部分重點介紹降壓-升壓拓撲。

MAX16833具有多種特性：調光驅動器設計用于驅動外部p溝道MOSFET，極快的PWM電流切換至LED，無瞬態過壓或欠壓，模擬調光，100kHz至1MHz之間的可編程開關頻率，以及用于頻率抖動的斜坡輸出或電壓基準，用于精確設置LED電流，只需很少的外部元件。

對于第 2 部分中的設計示例，以 4A 的恒定電流驅動 1 個 LED 串。假設每個LED的典型正向壓降為3V，動態電阻為0.2Ω。還假設LED驅動器電路直接由汽車電池供電，其典型電壓為12V，但可以在6V至16V之間變化。由于LED燈串電壓在輸入電壓范圍內，因此選擇降壓-升壓配置。

圖1.典型工作電路。

電感器選擇（降壓-升壓）

為了選擇合適的電感值，必須首先計算最大占空比：

（公式1）

其中VLED是以伏特為單位的LED串的正向電壓，VD是整流二極管的正向壓降（約0.6V），VIMIN是以伏特為單位的最小輸入電源電壓，VFET是以伏特為單位的開關MOSFET導通時的平均漏源電壓（最初假設為0.2V）。

最大占空比和LED電流決定了平均電感電流。

（公式2）

峰值電感電流定義如下：

（公式3）

其中 ΔIL是以安培為單位的峰峰值電感電流紋波。

最后，可以計算出最小電感值：

（公式4）

下面是基于引言中概述的設計問題的數值示例。選擇電感電流紋波為50%。較低的紋波電流需要更大（通常更昂貴）的電感。更高的紋波電流需要更多的斜率補償和更大的輸入電容。

	（公式5）
	（公式6）
	（公式7）
	（公式8）

確定最小電感值后，必須選擇接近L的實際電感值最低盡可能不下水。使用所選電感值重新計算峰值電感電流和紋波。這些數字對于以后的其他計算是必需的。

L實際= 8.2μH	（公式9）
	（公式10）
	（公式11）

確保所選電感的額定電流高于ILP.通常，電感峰值電流使用20%裕量。

開關場效應管選擇

選擇額定承受最大輸出電壓的開關 MOSFET。

保證金包括系數 1.2。

開關 MOSFET 的額定值也必須能夠處理最大 RMS 電流。

（公式13）

我在哪里數字版權管理系統是開關 MOSFET 的漏極有效值電流，單位為安培。

整流二極管選擇

整流二極管可能是導致整體功率損耗的主要原因。選擇具有低正向壓降的肖特基二極管，該二極管的額定值可處理平均LED電流。

保證金包括系數 1.2。

此外，請確保肖特基二極管的反向電壓額定值比 （V發光二極管+ V英馬克斯），二極管兩端的最大預期反向電壓。

調光場效應管選擇

選擇在工作溫度比 LED 電流高 30% 時具有連續額定電流的調光 MOSFET。調光 MOSFET 的漏源電壓額定值必須比 V 高 20%發光二極管.

輸入電容選擇

在降壓-升壓轉換器中，輸入電流是連續的（假設輸出電容接地;參見輸出電容連接部分），因此RMS紋波電流很低。大容量電容和ESR都會影響輸入紋波。假設大容量電容和ESR的紋波貢獻相等，如果鋁電解電容和陶瓷電容器并聯使用。如果僅使用陶瓷電容器，則大部分輸入紋波來自大容量電容（因為陶瓷電容器具有非常低的ESR）。使用公式15和16計算最小輸入大容量電容和最大ESR：

（公式15）

其中 ΔVQ_IN是電容放電引起的輸入紋波部分。

（公式16）

其中 ΔVESR_IN是ESR引起的輸入紋波。

假設可以容忍最大120mV的輸入紋波（V的2%）英明).此外，假設該輸入紋波的95%來自大容量電容。如果實際組件不容易獲得計算值，則可能需要重新考慮此假設。根據規定的設計規格，輸入電容的計算方法如下：

	（公式17）
	（公式18）

并聯使用兩個 4.7μF 電容器，以實現 7.5μF 的最小大容量電容。確保所選電容器在工作電壓下滿足最小大容量電容要求（電容會隨著陶瓷電容器電壓的變化而大幅降低）。

輸出電容器選擇

輸出電容器的目的是在開關 MOSFET 導通時減小 LED 的輸出紋波和源電流。大容量電容和ESR都會影響總輸出電壓紋波。如果使用陶瓷電容器，大部分紋波來自大容量電容。使用公式19計算所需的大容量電容：

（公式19）

其中 ΔVQ_OUT是電容器放電引起的輸出紋波部分。

剩余紋波，ΔVESR_OUT，來自輸出電容ESR，其計算公式如下：

（公式20）

要確定允許的總輸出紋波，請將允許的LED電流紋波乘以LED串的動態阻抗。LED的動態阻抗定義為工作LED電流下的ΔV/ΔI，可通過LED數據手冊中的I-V曲線確定。如果LED數據手冊中未提供I-V曲線，則必須手動測量。

并聯使用多個陶瓷電容器，以降低大容量輸出電容的有效ESR和ESL。

在PWM調光期間，陶瓷輸出電容可能會產生一些可聞噪聲。為了降低這種噪聲，將電解電容器或鉭電容器與陶瓷電容器結合使用，以提供所需的大部分大容量電容。也可以使用低噪聲陶瓷電容器。1

假設最大 LED 電流紋波為 0.1 × I發光二極管.此外，假設所選 LED 的動態阻抗為 0.2Ω（0 個 LED 串的總阻抗為 8.4Ω）。然后按如下方式計算總輸出電壓紋波：

假設大容量電容的紋波貢獻為95%，輸出電容的計算公式如下：

	（公式22）
	（公式23）

并聯使用三個 10μF 電容器和一個 4.7μF 電容器，以實現 30μF 的最小輸出電容。 確保所選電容器在工作電壓下滿足最小大容量電容要求（電容會隨著陶瓷電容器電壓的變化而大幅降低）。

過壓保護

如果 LED 開路，轉換器會嘗試增加輸出電壓以達到所需的 LED 電流。這意味著輸出電壓可能接近不安全的水平。提供OVP輸入以檢測過壓情況并限制輸出電壓。如果 V過壓保護超過1.23V，NDRV強制低電平，直到V過壓保護放電至1.16V。

對于降壓-升壓配置，輸出電壓等于輸入電壓加上LED電壓。五世OV選擇的跳變點應高于正常工作期間預期的最大輸出電壓。

VOV > VINMAX + VLEDMAX	（公式24）
	（公式25）

對于此設計示例，假設 VOV需要 42V。選擇 ROVP2為10kΩ，則

（公式26）

電流檢測

MAX16833為電流模式控制的LED驅動器，這意味著電感電流和LED電流的信息被反饋到環路中。

LED 電流感應

LED 電流由串聯高邊檢流電阻器或施加到 ICTRL 輸入端的電壓進行設置。

如果 VICTRL > 1.23V，則內部基準將RCS_LED兩端的電壓調節至 200mV（VISENSE+ - VISENSE-）。因此，檢流電阻RCS_LED設置LED電流。

（公式27）

如果 VICTRL<1.23V，則LED電流由RCS_LED和 VICTRL.這允許LED通過模擬電壓調暗。

（公式28）

請注意，當 VICTRL= 1.23V，兩個方程相同。

開關 FET 電流檢測和斜率補償

當占空比大于50%時，負載瞬態會導致次諧波振蕩和環路不穩定，而無需斜率補償。為了保持環路穩定，添加一個電阻（R南卡羅來納州從CS到開關MOSFET的源極）。MAX16833內部有一個電流源，通過R供電電流南卡羅來納州創建電壓 V南卡羅來納州.該電壓與R兩端的電壓相加CS_FET并將結果與參考進行比較。

保持穩定性所需的最小斜率補償電壓為：

RCS_FET，FET 電流檢測電阻同時具有開關 MOSFET 電流和流過它的斜率補償電流。

圖2.斜率補償。
斜率補償電壓定義如下：

(Eq. 31)

為了計算最小必要的斜率補償電壓，假設最小電源電壓和最小電感值：

	(Eq. 32)
	(Eq. 33)

因此:

(Eq. 34)

包括系數 1.5 以提供足夠的保證金。

(Eq. 35)

確定RCS_FET后，RSC 的計算方法如下：

(Eq. 36)

根據規定的設計規格，斜率補償和檢流電阻的計算方法如下：

	(Eq. 37)
	(Eq. 38)

最接近的標準電阻值為75mΩ。

(Eq. 39)

誤差放大器補償

在降壓-升壓配置中，開關轉換器具有右半平面（RHP）零點，導致環路不穩定。環路補償的目標是確保環路增益>0dB（和足夠的相位裕量）的相移小于180°。通過增加左半平面（LHP）極點，環路增益可以在大約1/5 fZRHP時滾降到0dB，并且可以避免RHP零點引起的不穩定。誤差放大器必須進行補償，以確保在所有預期的工作條件下變化下的環路穩定性。最壞情況下的 RHP 零頻率計算如下：

(Eq. 40)

開關轉換器的輸出端還有一個極點。輸出極點fP2的計算公式如下：

(Eq. 41)

其中，COUT是上面計算的大容量輸出電容，ROUT是有效輸出阻抗。

(Eq. 42)

其中 RLED 是 LED 串在工作電流下的動態阻抗，單位為歐姆。
通過從 COMP 到 SGND 添加串聯電阻和電容（RCOMP 和 CCOMP）來補償環路。RCOMP設置交越頻率，CCOMP設置積分器零頻率。為獲得最佳性能，請使用以下公式：

	(Eq. 43)
	（公式44）

CCOMP和誤差放大器的輸出阻抗根據以下公式設置主極點頻率：

（公式45）

假設 ROUTEA 比 RCOMP 大得多。MAX16833數據資料中未指定ROUTEA，但可以根據誤差放大器的跨導和開環增益計算得出。首先，將75dB的開環增益從分貝轉換為伏特/伏特。

（公式46）

然后ROUTEA可以按如下方式計算：

（公式47）

以下設計示例：

	（公式48）
	（公式49）
	（公式50）
	（公式51）

最接近的標準電阻值為82Ω。

（公式52）

最接近的標準電容值為0.47μF。

（公式53）

環路響應和相位裕量

我們可以近似相位裕量（ΦM） 如下：

（公式54）

通過將交越頻率設置為 f 的 1/5中聯，將積分器零 （f子） 在 f 處小二，并假設 f小二遠小于 fC，則公式簡化為以下內容：

圖3顯示了基于上述外部元件選擇的仿真波特圖。交越頻率為5.5kHz，相位裕量為79°。交越頻率略低于手動計算值，但完全在預期范圍內。

圖3.波特圖模擬。

計算和仿真環路響應既是設計HB LED驅動器原型的好主意，也是重要步驟。但是，在原型組裝完成后，還應在實驗室中驗證環路響應。

使用網絡分析儀和變壓器將小信號注入環路并測量響應。有關典型的增益和相位測量設置，請參見圖4。

圖4.用于測量環路增益和相位響應的設置。

交流信號需要注入小電阻上的反饋路徑，并在電阻的兩側進行測量。由于該設計已經有一個100Ω電阻與ISENSE輸入串聯，因此無需斷開環路。交流信號可以在100Ω電阻兩端注入。

環路響應應在滿載電流下進行，并且沒有模擬或PWM調光，因此請確保PWMDIM和ICTRL在測試期間都很高。此外，測量應以最低預期輸入電壓進行。

檢查以確保網絡分析儀測量的交越頻率和相位裕量接近計算值。

設計電路以適應多種應用

很多時候，不希望為每個應用進行新設計。如果兩個應用之間的差異很小，系統設計人員可以選擇在兩個應用中使用相同的電路，并接受隨之而來的性能權衡。

建議設計人員評估并了解其電路在所有不同條件下的行為。這些條件包括最小和最大輸入電壓范圍、被驅動 LED 的最小和最大數量、LED 串的陰極是連接到 GND（升壓）還是 IN（降壓-升壓）等。

使用提供的電子表格計算器 （XLS），可以輕松插入上述方案，并查看哪一個指示最小組件值。

圖5.MAX16833通用方案，支持升壓或降壓-升壓配置。

輸出電容連接

降壓-升壓LED驅動器的輸出電容通常從肖特基二極管的陰極連接到PGND。但是，輸出電容也可以從肖特基二極管的陰極連接到V在.圖6顯示了連接降壓-升壓LED驅動器輸出電容的兩個選項。選項 A 是標準方法，通?？商峁┳罴训?EMI 性能。但是，由于LED陰極連接到輸入端，因此LED電壓容易受到線路瞬態條件的影響。通過在LED兩端連接輸出電容，可以降低線路瞬態脆弱性。選項B的缺點是將輸入電流從連續變為不連續，從而增加輸入上的電壓紋波并損害EMI性能。

圖6.用于連接降壓-升壓 LED 驅動器輸出電容的兩種不同選項。

結論

完整的降壓-升壓LED驅動器原理圖如圖7所示。通過遵循本應用筆記中概述的分步設計流程，可以在項目的調試和測試階段節省大量時間。

圖7.基于示例計算的典型應用電路。

審核編輯：郭婷