對于27V輸出的低壓大電流應用場合，在前期的拓撲選型時，主要考慮了移相全橋，Boost+定頻諧振和Buck+定頻諧振三種拓撲。移相全橋拓撲中，由于需要考慮低壓輸入、高壓輸出情況，匝比被限制在了4：4：4，導致在53.5V輸入，27V輸出額定狀態時，最大占空比小于60%，導致整機效率不高。對于Boost+諧振電路和Buck+諧振電路，諧振輸入電壓范圍被限制在100V以下，輸出為27V大電流情況，Q值比傳統AC/DC 諧振應用中的Q值大得多，導致升壓能力有限，增益曲線非常平，不能采用原有的調頻控制，后級只能采用定頻控制。

對于Boost+定頻諧振拓撲來說，其短路風險較大。Boost為升壓拓撲，母線電壓最低被限制在60V以上，短路時，需要快速控制諧振占空比，諧振控制需要來回切換，控制的風險較大。而Buck拓撲為降壓拓撲，短路時，主管占空比能夠快速響應，短路處理風險更小。Boost+定頻諧振拓撲與Buck+定頻諧振拓撲相比，Boost側MOS管選擇余地較小，一般Rdson更大，效率并不占優勢。最后選定Buck+定頻諧振拓撲作為DCDC的拓撲。

此時定頻諧振電路相當于固定增益輸出。對于Buck+定頻諧振電路，后級諧振全橋電路采用開環控制，使全橋諧振電路工作在諧振頻率點，通過調節前級Buck的占空比來控制整個變換器的輸出電壓。這種控制策略相對于只控制諧振工作頻率和兩級分開控制而言，具有如下優點：控制更為簡單，后級全橋諧振電路的開環輸入阻抗大，有利于系統穩定。實際電路中可以采用電壓外環，功率內環的控制方式來工作。

圖2 Buck+定頻諧振電路控制示意圖

工作原理

在圖1所示的Buck+定頻全橋諧振拓撲中，諧振電路開環控制，以50%占空比固定工作在諧振頻率點。這里Buck和諧振電路的開關頻率相同。由于在大部分負載情況下，Buck的占空比都大于50%，故這里分析Buck占空比大于50%時的情況。電路可以分為8個工作區間，電路的主要工作模式和波形如下圖所示：

模態1【t0～t1】:t0時刻主Buck MOS管Q1導通，Buck電感電流上升。此時諧振電路的Q4，Q5管仍在導通，變壓器副邊電壓極性為上負下正，同步整流管Q8導通。此時變壓器原邊被箝位在-NVo，故iLm仍在線性下降，此時諧振頻率為fr。由于此時Buck電感電流大于諧振的輸入電流，Buck母線電容開始充電，母線電壓上升。

模態2【t1～t2】: t1時刻，當諧振電感電流iLr等于勵磁電流iLm時，關斷Q4，Q5管，此時開關頻率等于諧振諧振頻率。諧振電感電流通過D3，D6續流，此時變壓器原邊電壓極性變為上正下負，同步整流管Q7導通，由于此刻Q8電流為0，故Q8為零電流關斷。Lm被箝位至NVo，勵磁電流iLm開始線性上升。此時諧振端輸入電流出現了突變反向，Buck電感電流仍大于諧振輸入電流，Buck電容繼續充電，母線電壓以更大斜率繼續上升。

模態3【t2～t3】: t2時刻，Q3，Q6開關管導通，由于之前D3，D6已經導通，故Q3，Q6為ZVS開通，諧振電感電流iLr經過Q3，Q6，變壓器副變電壓極性為上正下負，同步整流管Q7導通，電感Lm上的電壓被箝位在NVo，電流iLm繼續線性上升。此時諧振端輸入電流為近似半波電流，中間過程當電感電流小于輸入電流時，母線電容開始放電，Buck母線電壓下降。當電感電流大于輸入電流時，母線電容重新開始充電，Buck母線電壓上升。

圖3 電路工作模式及其相關波形

模態4【t3～t4】: t3時刻，諧振電感電流iLr等于勵磁電流iLm時， Q3，Q6開關管管關斷，此時Q7電流減小到0，Q7為零電流關斷。D4，D5續流導通，變壓器原邊電壓極性變為上負下正，同步整流管Q8導通。Lm重新被箝位到-NVo，勵磁電流iLm開始線性下降。

模態5【t4～t5】: t4時刻，Q4，Q5開關管導通，由于此前D4，D5已經導通，故Q4，Q5為ZVS導通，諧振電流iLr流經Q4,Q5，變壓器副變電壓繼續上負下正，Q8繼續導通。電感Lm上的電壓仍被箝位至-NVo，故iLm繼續線性下降。

模態6【t5～t6】: t5時刻，Buck主MOS管關斷，Buck電感電流通過D2管進行續流，Buck電感電流開始減小。此時諧振電路延續【t4～t5】狀態。

模態7【t6～t7】: t6時刻，Buck的同步管Q2導通，由于之前電流流過D2，Buck同步整流為ZVS開通。此時諧振電路延續【t4～t5】狀態。

模態8【t7～t8】: t7時刻，同步整流管Q2管關斷，電感電流繼續通過D2續流，Q2為硬開關關斷。到t8時刻Q1管重新開通。此時諧振電路延續【t4～t5】狀態。