本應用筆記介紹了一款面向電信應用的緊湊型5W反激式高頻開關轉換器。討論了設計過程的大多數方面：功率級選擇和設計、變壓器設計、磁芯尺寸計算、RCD 緩沖器設計、MOSFET 選擇、輸入和輸出濾波器設計、頻率補償、功率損耗和效率計算以及布局和安全指南。

電信電源的額定工作電壓范圍很寬（36V至75V），但電路性能優化為48V。這種電路設計應緊湊、高效，并且外形小巧，以符合卡之間的緊密間距。本應用筆記討論了基于MAX5 IC（通用離線電源控制器）的5021W電信反激式轉換器。

電信系統包括許多線卡。與大功率背板并聯連接，每個都有自己的輸入濾波電容和低壓電源轉換器。大量并聯輸入濾波電容器將每個電容的值限制在幾微法拉，使得電源設計相當困難。

MAX5021 IC為高頻、電流模式PWM控制器，適用于寬輸入范圍、隔離式電信電源。它支持設計小型、高效的功率轉換器電路。262kHz 的固定開關頻率可控制開關損耗，同時允許使用中等小的功率組件。該 IC 具有欠壓閉鎖功能、大遲滯和低啟動電流。這為具有寬輸入電壓范圍和低輸出功率的電源提供了低損耗設計。逐周期電流限制（通過快速內部比較器實現）減少了 MOSFET 和變壓器的過度設計。其他特性包括最大占空比限制以及源電流和灌電流驅動的高峰值能力。參考設計（圖 1）展示了輸入電壓范圍為 5V 至 36V 的 72W 反激式轉換器。

圖1.該反激式轉換器基于MAX5021 PWM控制器，用于電信應用，在5V時可提供5W功率。

功率級設計

設計電源的第一步是確定轉換拓撲。拓撲選擇標準包括輸入電壓范圍、輸出電壓、初級和次級電路中的峰值電流、效率、外形尺寸和成本。

對于具有 5：1 輸入電壓范圍和小尺寸的 2W 輸出，最佳選擇是反激式拓撲，其最少的元件數量可降低成本和外形尺寸。反激式變壓器可以設計為在連續或不連續模式下運行。不連續模式使變壓器鐵芯在關斷周期內完成其能量傳輸，連續模式允許在能量傳輸完成之前開始下一個周期。在本例中，選擇不連續模式的原因如下：它最大化了磁性元件中的能量存儲（從而減小了元件的尺寸）;它簡化了補償（無右半平面零點）;并且它產生更高的單位增益帶寬。

不連續工作模式的缺點是初級和次級電路中的峰均電流比較高。較高的比率意味著更高的RMS電流，從而導致更高的損耗和更低的效率。對于低功耗轉換，不連續模式的優點很容易超過缺點。此外，IC的驅動能力足以驅動承載這些峰值電流所需的大型開關MOSFET。在這種拓撲結構中使用MAX5021的電信應用，使用標準MOSFET可輕松實現15W的功率輸出。

變壓器設計

變壓器低損耗和高效率的關鍵是合適的鐵芯。鐵芯和繞組面積乘積決定了變壓器在可接受的溫度升高下可以處理的功率量。在選擇磁芯時，還考慮了拓撲結構（繞組中平均電流與RMS電流之比）、輸出電流、效率和外形尺寸。下面將逐步說明非連續模式變壓器的設計。注意，第一個公式是一般公式，第二個公式特定于MAX5021電源，溫升為40°C。

估計最小面積產品要求，并選擇具有合適外形尺寸的磁芯和線軸。

計算次級繞組電感，以保證在最短關斷時間內放電。

計算初級繞組電感，以獲得足夠的能量來支持最大負載。

計算主節點中的匝數。

計算次級和偏置繞組中的匝數。

計算 AL核心的價值。

計算初級有效值電流，并估計次級有效值電流。

考慮正確的繞組順序和變壓器結構，以實現低泄漏。

1. 使用以下公式估算所需的最小面積積：

其中：
= 轉換器的預期效率;
KP= 分配給主區域的面積（通常為 0.5）;
KT= RMS與初級平均電流之比（非連續反激式為0.55至0.65）;
KU= 窗口利用率（0.4 至 0.5）;
J = 電流密度 （9.862x106上午/米2，繞組溫升小于40°C）;和
BMAX= 以特斯拉為單位的最大工作磁通密度（在 0.12T 到 0.15T 之間使用）。

選擇具有面積積 （AP）等于或大于上述計算的數字，并注意其核心橫截面積。有關輸出功率與磁芯尺寸的關系，請參閱下表，AP和核心橫截面積（Ae):

輸出功率與磁芯尺寸的關系

表 1.

（有關示例，請參閱附錄。

2. 如前所述，不連續操作要求鐵芯在關斷周期內放電。次級電感決定了磁芯放電所需的時間。使用以下公式計算次級電感：

其中：
VD= 次級二極管正向壓降（以伏特為單位）。
IOUT= 最大額定輸出電流，單位為安培。

3. 初級電流的上升在導通周期期間在鐵芯中產生能量，然后在關斷周期內釋放能量以提供輸出功率。初級電感必須在導通時間內保持足夠的能量，以支持最大輸出功率。

4. 接下來，計算所需的初級匝數，以將最大磁通密度保持在初級端最大 V-s 積的限值內。最大工作峰值電流發生在最大占空比。

其中：
Ae= 核心截面積（平方米）。

5. 將初級匝數四舍五入到最接近的整數，并使用四舍五入的初級匝數計算次級和偏置繞組的匝數。請參考以下公式：

假設次級和偏置整流二極管的正向偏置壓降分別為0.2V和0.7V。請參閱二極管制造商的數據手冊以驗證這些數字。同樣，將次級繞組和偏置繞組的匝數四舍五入到最接近的整數。

6. 核心的 AL值取決于磁路長度中的氣隙。在MOSFET導通期間，大部分能量存儲在氣隙中。為了減少電磁輻射，請將氣隙插入磁芯的中心支腿。

7. 變壓器制造商必須知道初級、次級和偏置繞組中的 RMS 電流，以確定導線的粗細。為了控制趨膚效應損失，建議僅使用細于 28AWG 的電線。可以使用多根并聯的電線來達到所需的銅厚度。多絲繞組在高頻轉換器中非常常見。初級和次級繞組中的最大RMS電流發生在50%占空比（最小輸入電壓）和最大輸出功率下。使用以下公式計算初級和次級RMS電流：

偏置電流通常小于10mA，因此導線粗細的選擇更多地取決于繞線的便利性，而不是其電流容量。

8. 繞組技術和時序對于在開關關斷時實現較低的漏感尖峰非常重要。例如，將次級交錯在兩個初級半部分之間，并使偏置繞組靠近次級，因此偏置電壓跟隨輸出電壓。

場效應管選擇

MOSFET 的選擇標準包括最大漏極電壓、初級端的峰值/RMS 電流以及封裝的最大允許功耗（不超過結溫限值）。MOSFET 漏極處的電壓是輸入電壓、通過變壓器匝數比反射的次級電壓和漏感尖峰之和。（圖2說明了漏極電壓和初級電流之間的關系。MOSFET 的絕對最大值 VDS額定值必須高于最壞情況下的漏極電壓（最大輸入電壓和輸出負載）。

圖2.示波器照片顯示了圖1在V下工作的電路在= 36V， V外= 5V，和I外= 1A。開關 MOSFET （Q1） 的漏極電壓（上跡線）為 50V/div，初級電流（下跡線）為 0.65A/div。

較低的VDS絕對最大額定值意味著通道更短，R 更低DS（ON）、更低的柵極電荷和更小的封裝。因此，建議保留 VDS（最大）通過選擇較低的 N 來降低P/NS比率，并控制漏感尖峰。電阻/電容/二極管（RCD）緩沖器網絡可以抑制這種尖峰。

初級器件中的均方根電流可用于計算 MOSFET 中的直流損耗。MOSFET 中的開關損耗取決于工作頻率、總柵極電荷和關斷期間的交叉傳導損耗。導通期間的交叉傳導損耗可以忽略不計，因為在非連續導通模式下，初級電流從零開始。為避免在上電和故障條件下損壞，可能需要降低 MOSFET 的額定值。使用以下公式估算 MOSFET 的功耗：

其中：
QG = MOSFET 的總柵極電荷，單位為庫侖;
VCC = 以伏特為單位的偏置電壓;
tOFF = 關閉時間（以秒為單位）;
cDS = 漏源電容，單位為法拉。

RCD緩沖網絡設計

避免過多的 VDS對于MOSFET的要求，我們建議在初級端使用RCD緩沖器來抑制由漏感中的能量引起的尖峰。緩沖器耗散的能量本來會在MOSFET本身中消散。緩沖電容的值應足夠高，以吸收漏感能量，而不允許MOSFET漏極電壓上升到可接受的限值。使用以下公式計算該電容：

其中：
LL = 漏感，應由變壓器供應商指定。（1μH至3μH的值對于所討論的變壓器很常見。
VSPIKE = 尖峰電壓，典型值為 30V 至 50V。
IPK = 峰值初級電流，在本例中（對于最壞情況下的尖峰）等于限流閾值除以 RSENSE。

二極管必須是快速開關類型，反向阻斷電壓至少等于VDS（最大）場效應管的額定值。選擇電阻器時，RC時間常數為開關周期的2至3倍。電阻中的功耗是漏感能量乘以頻率之和，加上電容兩端直流偏置引起的功率損耗。通過以下公式估算電阻的功耗：

其中：
D最低= 最小占空比 = D.MAX/2.（建議片式電阻器降額 50%。

輸入濾波器設計

輸入濾波器降低了轉換器電流脈沖中交流分量的幅度，從而使轉換器在電源中顯示為直流負載。該濾波器的設計參數包括RMS紋波電流能力、輸入電壓和反射回源的交流元件的允許電平。

由于非連續模式反激式轉換器在每個周期內都會通過電容器ESR吸收峰值三角電流，因此需要大型鋁電解電容器來實現其低ESR和高紋波電流額定值。不幸的是，對于分布式電源系統，并聯轉換器的輸入濾波器電容加在一起，可能會在啟動時產生不可接受的浪涌電流。作為替代方案，您可以使用陶瓷電容器來實現低 ESR 和高紋波電流額定值，同時保持較低的總電容。

輸入峰峰值紋波電壓是電容ESR（ΔV）引起的壓降的組合紅沉降率）和電容器的電荷損耗（ΔVC).對于低ESR陶瓷電容器，分別使用電荷損耗和ESR紋波的3：1貢獻，并使用以下公式估算電容器的電容和ESR：

選擇能夠在不增加內部溫度的情況下處理必要的 RMS 紋波的電容器（圖 3）。使用以下公式估算輸入電容中的RMS紋波：

圖3.示波器照片顯示了圖1在V下工作的電路在= 72V， V外= 5V，和I外= 1A。該電路的輸入電壓紋波為500mV/div（下跡線），漏極電壓為50V/div（上跡線）。

輸出濾波器設計

所需的輸出電容取決于負載端可接受的峰峰值紋波水平。反激式轉換器的輸出電容支持開關導通期間的負載電流。變壓器次級通過在關斷周期期間對鐵芯放電來補充這些損失的電荷，同時提供負載電流。同樣，輸出紋波是輸出電容的ESR（ΔV）引起的壓降之和紅沉降率），以及電荷損耗（ΔVC） 在開關導通時間內。MAX5021的高開關頻率降低了對電容的要求。使用低ESR鉭電容器，因為它們具有電容和ESR的有利組合，并使用以下公式計算電容和ESR：

其中：
D關閉是放電占空比，使用以下公式計算 方程：

額外的噪聲尖峰會影響輸出紋波，這是由流過輸出電容ESL的次級電流的di/dt引起的。小型LC濾波器可以抑制這些低能量尖峰，并且還有助于衰減開關頻率紋波。為了盡量減少濾波器對缺相的影響并確保它不會干擾補償，應將其轉折頻率設計為與估計閉環帶寬相差十倍頻程以上。圖4顯示了使用和不使用LC濾波器的峰峰值紋波波形。使用1μF至10μF的低ESR陶瓷電容器，并使用以下公式計算電感：

其中：
FC= 估計的閉環帶寬。

圖4.示波器照片顯示了圖1在V下工作的電路在= 72V， V外= 5V，和I外= 1A。該電路使用LC濾波器（下部跡線為100mV/div）的輸出電壓紋波小于不使用LC濾波器（上跡線為200mV/div）。

功率損耗注意事項

高頻開關轉換器可能非常有損耗，因為開關損耗只會增加直流損耗。必須仔細選擇元件，以將開關損耗保持在最低水平。MAX5021設計工作在足夠高的頻率，以減小無源元件的尺寸，同時將開關損耗降至最低。MAX5021具有低啟動電流和低靜態工作電流，使控制電路的功率損耗降至最低。為了進一步降低開關損耗并實現更高的轉換器效率，請使用具有低柵極電荷和低柵極-漏極電容的MOSFET，并平衡MOSFET的直流和開關功率損耗。參見轉換器效率與輸出電流的關系圖（圖 5），并使用以下公式計算 MOSFET 中的直流和開關損耗：

其中：
QG = MOSFET 的總柵極電荷，單位為納庫侖;
VCC = VCC上的電壓（MAX5021引腳4）;
tf = 關閉時間（以秒為單位）;
VD = 關斷時的漏極電壓，單位為伏特;
fSW = 開關頻率 （262kHz）;
iPK = 初級峰值電流，單位為安培。

圖5.該圖顯示了圖1所示電路的效率與輸出電流曲線。

在次級中使用肖特基二極管以實現低VDS和低反向恢復損失。使用以下公式計算次級二極管中的直流損耗，同時忽略開關引起的反向恢復損耗：

其中：
VFB = ISPK/2 次級二極管的正向壓降，單位為伏特。

通過將次級夾在初級的兩半之間，可以減少初級和次級之間的變壓器漏感。使用多絲纏繞結構，以減少趨膚效應損失。

頻率補償

由于不連續反激式轉換器中沒有右半平面（RHP）零點，因此將閉環頻率補償簡化為單極點-零點對。RHP零點的位置不會產生帶寬限制。環路通過MAX5021內部的并聯穩壓器、光耦合器和PWM比較器閉合。誤差放大器的極點和零點的位置由現有的PWM增益、輸出濾波器極點和ESR零點頻率決定。使用以下公式計算電流模式轉換器的PWM增益、輸出電容濾波器極點和輸出電容的ESR零點：

電容濾波極 （fP):

電容 ESR 零點 （fz):

其中：
RL= 負載電阻;
CTR = 光耦合器的傳流比;
Ro = 初級路徑中的檢流電阻;和
CO= 輸出濾波電容。

總環路增益等于PWM增益（A脈寬調制） 乘以分壓器和誤差放大器（并聯穩壓器）的增益。可用的最壞情況相位裕量（PM）發生在滿負載時。

組合誤差放大器、光耦合器和PWM的響應過于復雜，無法通過分析估算。因此，您應該使用現有的補償網絡繪制從控制到輸出的閉環傳遞函數的波特圖。然后將零點和極點放置在適當的位置，以便在交越頻率處獲得最大的“相位凸起”。為了保持-1的增益斜率以遠高于交越頻率，請將誤差放大器極點置于ESR零點位置。使用以下公式計算零點 （f澤） 和極點 （f體育） 的誤差放大器：

電路板上的優化產生 8kHz 的閉環帶寬和 44° 的相位裕量。圖6的波特圖基于圖1的電路，補償元件的值如圖所示。

圖6.該波特圖說明了圖1電路在元件值下工作的穩定性，如圖所示。

通過在 100μs 內將負載從 1mA 切換至 20A，我們可以驗證輸出電壓中小偏差、快速建立擾動的負載瞬態響應（圖 7）。過補償轉換器會增加響應時間，這也可能導致導通期間的輸出過沖。圖8描述了最佳補償環路的結果。

圖7.圖1電路的瞬態響應：I外在 1A/div（下跡線）和 V 時外在 100mV/div （上跡線）。

圖8.這些啟動波形出現在圖1的電路中，具有最佳補償環路。該電路具有 48V 輸入電壓/20V/格（下跡線）和 5V 輸出電壓，1A 負載（2V/格）（上跡線）。

布局和安全指南

高頻開關轉換器產生高壓擺率的電流和電壓波形。為了最大限度地減少電壓尖峰和電磁輻射，應盡量減少電流環路和PC走線中的電感。元件放置對于保持高頻走線短至關重要。請按照以下步驟進行良好的布局：

最小化由輸入電容正端、變壓器初級、MOSFET開關、檢流電阻和輸入電容負端形成的環路。

保持從MAX5021到開關MOSFET的柵極驅動走線短。

將 RCD 緩沖元件靠近輸入電容器和 MOSFET 開關放置。

將陶瓷電容連接到MAX5021 V抄送， V在和靠近IC的CS引腳。

最小化由變壓器次級、次級二極管和輸出電容形成的環路。

為了在印刷電路板上有效散熱，請將較大的銅面積連接到 MOSFET 漏極、變壓器次級和次級二極管。

電路類型（SELV、TNV-1、TNV-2 或 TNV-3）及其污染程度（由電路環境決定）決定了初級和次級電路之間的間隙和爬電距離要求。有關不同電路組件之間的最小電氣間隙和爬電距離，請聯系您的安全工程師或參考美國保險商實驗室標準UL60950。

附錄 - 變壓器設計

給定規格 VIN = 36V to 72V, VOUT = 5.1V, and IOUT = 1.1A，按以下步驟操作：

第 1 步。面積積 （AP):

選擇 EPC13（TDK 部件號 ？PC44EPC13-Z）
核心 Ap和 Ae:

第 2 步。次級電感（LS):

第 3 步。初級電感（LP):

第 4 步。初級匝數 （NP):

四舍五入主匝數，NP = 48t.。

第5步。次級繞組和偏置繞組匝 （NS和 N偏見):

將次級轉彎四舍五入，NS = 9t:

將偏置繞組匝數四舍五入，Nbias = 20t.

第 6 步。核心的價值：

步驟 7.初級和次級有效值電流（IPRMS and ISRMS):

審核編輯：郭婷