許多設計工程師會遇到ADC規格中的細微之處，這些細微之處通常會導致系統性能低于預期。本文介紹如何根據系統要求選擇ADC，并介紹進行ADC測量時的各種誤差源。

使用 12 位分辨率模數轉換器 （ADC） 并不一定意味著您的系統將具有 12 位精度。有時，令工程師驚訝和驚愕的是，數據采集系統的性能將遠低于預期。當在初始原型運行后發現這一點時，隨之而來的是對更高性能ADC的瘋狂爭奪，隨著預生產構建的截止日期的臨近，許多時間都需要重新修改設計。發生了什么事？與最初的分析相比有什么變化？對ADC規格的透徹了解將揭示通常導致性能低于預期性能的細微之處。了解ADC規格還有助于您為您的應用選擇合適的ADC。

我們首先確定整體系統性能要求。系統中的每個組件都有一個關聯的錯誤;目標是將總誤差保持在某個限制以下。通常，ADC是信號路徑中的關鍵元件，因此我們必須謹慎選擇合適的器件。對于ADC，在開始評估整體系統性能之前，假設轉換速率、接口、電源、功耗、輸入范圍和通道數要求是可以接受的。ADC的精度取決于幾個關鍵指標，包括積分非線性誤差（INL）、失調和增益誤差、基準電壓源精度、溫度效應和交流性能。通常明智的做法是通過查看直流性能來開始ADC分析，因為ADC使用過多的非標準化測試條件來衡量交流性能，從而更容易比較兩個基于直流規格的IC。直流性能一般會優于交流性能。

系統要求

確定整體系統錯誤的兩種常用方法是和方根 （RSS） 方法和最壞情況方法。使用 RSS 方法時，誤差項單獨平方，然后相加，然后取平方根。RSS 錯誤預算由下式給出：

其中 EN表示特定電路元件或參數的術語。當所有錯誤項不相關時（可能是也可能不是這種情況），此方法最準確。對于最壞情況下的錯誤分析，所有錯誤項都會相加。此方法保證錯誤永遠不會超過指定的限制。由于它設置了錯誤嚴重程度的限制，因此實際誤差始終小于此值（通常要少得多）。

測量誤差通常介于兩種方法給出的值之間，但通常更接近RSS值。請注意，根據誤差預算，可以使用誤差項的典型或最壞情況值。該決定基于許多因素，包括測量值的標準偏差、該特定參數的重要性、誤差相對于其他誤差的大小等。所以真的沒有必須遵守的硬性規定。對于我們的分析，我們將使用最壞情況的方法。

在這個例子中，假設我們需要 0.1% 或 10 位的精度（1/210），因此選擇分辨率高于此分辨率的轉換器是有意義的。如果我們選擇一個 12 位轉換器，我們可以假設它就足夠了;但是如果不檢查規范，就不能保證 12 位性能（可能更好或更差）。例如，具有12LSB積分非線性誤差的4位ADC最多只能提供10位精度（假設失調和增益誤差已校準）。具有0.5LSB的INL器件可以提供0.0122%的誤差或13位的精度（去除增益和失調誤差）。要計算最佳情況下的精度，請將最大 INL 誤差除以 2N，其中 N 是位數。在我們的示例中，允許ADC的誤差為0.075%（或11位），其余電路的誤差為0.025%，其中包括來自傳感器、相關前端信號調理電路（運算放大器、多路復用器等）以及信號路徑中可能的數模轉換器（DAC）、PWM信號或其他模擬輸出信號的誤差。

我們假設整個系統將有一個基于信號路徑中每個電路組件的誤差項總和的總誤差預算。我們將做出的其他假設是，我們正在測量具有1kHz帶寬的緩慢變化，直流型雙極性輸入信號，并且我們的工作溫度范圍為0°C至70°C，性能保證為0°C至50°C。

直流性能

微分非線性

雖然沒有提到差分非線性（DNL）誤差作為ADC的關鍵參數，但首先要觀察的是。DNL 顯示代碼與相鄰代碼的距離。測量距離為輸入電壓幅度的變化，然后轉換為LSB（圖1）。請注意，INL 是 DNL 錯誤的積分，這就是為什么 DNL 不包括在我們的關鍵參數列表中的原因。ADC良好性能的關鍵是“無失碼”這一主張。這意味著，當輸入電壓被掃描到其范圍內時，所有輸出代碼組合都將出現在轉換器輸出端。<±1LSB的DNL錯誤保證沒有丟失代碼（圖1a）。在圖1b、1c和1d中，顯示了三個DNL誤差值。DNL 誤差為 -0.5LSB（圖 1b），保證器件沒有失碼。當值等于-1LSB（圖1c）時，不一定保證器件沒有失碼。請注意，缺少代碼 10。但是，大多數指定最大DNL誤差為+/-1的ADC會明確說明器件是否有缺失代碼。由于生產測試限值實際上比數據手冊限值更嚴格，因此通?？梢员ＷC沒有漏碼。DNL 值大于 -1（圖 1d 中的 -5.1LSB）時，設備缺少代碼。

圖 1a. DNL 錯誤：沒有丟失代碼。

圖 1c. DNL 錯誤：缺少代碼 10。

圖 1d. DNL 錯誤：在在*數字代碼可以是三個可能的值之一。當輸入電壓被掃描時，代碼10將丟失。

當DNL誤差值偏移（即-1LSB、+2LSB）時，ADC傳遞函數會發生變化。理論上，偏移 DNL 值仍然可以沒有缺失代碼。關鍵是將 -1LSB 作為下限。請注意，DNL是在一個方向上測量的，通常是傳遞函數的上升。將代碼 [N] 處的轉換所需的輸入電壓電平與代碼 [N+1] 處的輸入電壓電平進行比較。如果相差 1LSB，則 DNL 誤差為零。如果大于 1LSB，則 DNL 誤差為正;如果小于 1LSB，則 DNL 誤差為負數。

缺少代碼并不一定是壞事。如果您只需要 13 位分辨率，并且您可以選擇 DNL 規格為 < = +/-16LSB DNL（實際上是 4 位，無失碼）的 14 位 ADC（實際上是 5 位，無失碼）和 DNL 為 < = +/-16LSB 的 1 位 ADC（成本為 15 美元），那么購買較低檔次版本的 ADC 將大大降低元件成本，同時仍能滿足您的系統要求。

國際禁毒局

INL 被定義為 DNL 誤差的積分，因此良好的 INL 保證了良好的 DNL。INL誤差表明測量的轉換器結果與理想傳遞函數值相差多遠。繼續我們的示例，2位系統中的INL誤差為+/-12LSB，這意味著最大非線性誤差可能偏離2/4096或0.05%（這已經是分配的ADC誤差預算的三分之二左右）。因此，需要1LSB（或更好）的部件。當+/-1LSB INL誤差時，精度為0.0244%，占分配的ADC誤差預算的32.5%。規格為0.5LSB時，精度為0.012%，這僅占ADC誤差預算限值的16%（0.012%/0.075%）左右。請注意，INL 和 DNL 誤差都無法輕松校準或糾正。

失調和增益誤差

失調和增益誤差可以使用微控制器（μC）或數字信號處理器（DSP）輕松校準。由于失調誤差，當轉換器允許雙極性輸入信號時，測量非常簡單。在雙極性系統中，失調誤差會移動傳遞函數，但不會減少可用代碼的數量（圖 2）。有兩種方法可以將雙極誤差歸零。首先，您移動傳遞函數的 x 軸和 y 軸，使負滿量程點與單極系統的零點對齊（圖 3a）。使用這種技術，您只需消除失調誤差，然后通過圍繞“新”零點旋轉傳遞函數來調整增益誤差。第二種技術需要使用迭代方法。首先對ADC輸入施加零伏電壓并執行轉換;轉換結果表示雙極性零點失調誤差。然后通過圍繞負滿量程點旋轉曲線來執行增益調整（圖3b）。請注意，傳遞函數圍繞點 A 旋轉，這會將零點從所需的傳遞函數移開。因此，可能需要后續的失調誤差校準。

圖2.雙極性失調誤差。

圖 3a

圖 3b.
圖3a和3b。校準雙極性失調誤差。（注意：階梯傳遞函數已被直線取代，因為此圖顯示了所有代碼，并且步長非常小，以至于該線似乎是線性的。

單極系統有點棘手。如果失調為正，則使用與雙極性電源相同的方法。這里的區別在于，您損失了ADC的部分范圍（見圖4）。如果偏移為負，則不能簡單地進行轉換并期望結果表示偏移誤差。低于零，轉換器將只顯示零。因此，對于負失調誤差，必須緩慢增加輸入電壓，以確定第一個ADC轉換發生的位置。在這里，您將再次失去部分ADC范圍。

圖4.單極性偏移誤差。

回到我們的示例，下面給出了失調誤差的兩種情況：

如果失調誤差為+8mV，則采用2.5V基準時，相當于13位ADC （12mV/[8.2V/5）的誤差為4096LSB。雖然分辨率仍為12位，但必須從每個轉換結果中減去13個代碼以補償失調誤差。請注意，在這種情況下，實際的、可測量的滿量程值現在為 2.5V （4083/4096） = 2.492V。高于此值的任何值都將超出ADC的范圍。因此，ADC的動態范圍或輸入值范圍已減小。這對于更高分辨率的ADC更為重要;8mV 表示 210 位電平 （V裁判= 2.5V）。

如果失調為-8mV （假設為單極性輸入），則在模擬輸入超過+8mV之前，在執行轉換時不會記錄接近零的小模擬輸入值。這也降低了ADC的動態范圍。

增益誤差定義為滿量程誤差減去失調誤差（圖 5）。滿量程誤差是在傳遞函數曲線上的最后一個ADC躍遷處測量的，并與理想的ADC傳遞函數進行比較。增益誤差在具有線性函數 y = （m1/m2）（x） 的軟件中很容易校正，其中 m1 是理想傳遞函數的斜率，m2 是測量傳遞函數的斜率（圖 5）。

圖5.失調、增益和滿量程誤差。

增益誤差規格可能包括也可能不包括ADC基準電壓源引起的誤差。在電氣規格中，重要的是要檢查條件，以了解如何測試增益誤差，并確定是使用內部基準還是外部基準電壓源執行增益誤差。通常，當使用片內基準電壓源時，增益誤差要差得多。如果增益誤差為零，則當執行轉換時，當施加滿量程模擬輸入時，轉換結果將開始產生所有誤差（在我們的3位示例中為12FFh）（見圖6）。由于我們的轉換器并不理想，當施加大于滿量程的電壓（負增益誤差）或施加小于滿量程的電壓（正增益誤差）時，轉換結果中最初可能會得到所有<>。調整增益誤差的兩種方法是調整基準電壓，使其在特定基準電壓值下輸出滿量程，或者使用軟件中的線性校正曲線來改變ADC傳遞函數曲線的斜率（可以使用一階線性方程或查找表）。

圖6.增益誤差會減小動態范圍。

與失調誤差一樣，增益誤差會損失動態范圍。例如，如果施加滿量程輸入電壓，并且獲得的代碼是4050而不是理想的4096（對于12位轉換器），則定義為負增益誤差，在這種情況下，將不使用高46代碼。類似地，如果在輸入電壓小于滿量程時出現滿量程代碼4096，ADC的動態范圍將再次減?。ㄒ妶D6）。請注意，對于正滿量程誤差，校準時間不能超過轉換器在轉換結果中給出所有誤差的點。

處理失調和增益誤差的最簡單方法是找到一個值足夠低的ADC，這樣就不必進行校準。很容易找到失調和增益誤差小于12LSB的4位ADC。

其他細微的錯誤源

碼邊噪聲

代碼邊緣噪聲是在傳遞函數的代碼轉換處出現的噪聲量。數據手冊中通常沒有指定。即使是更高分辨率的轉換器（16+位），由于LSB尺寸較小，代碼邊緣噪聲更為普遍，通常也不會指定代碼邊緣噪聲。有時，代碼邊緣噪聲可能是幾個LSB。 使用代碼邊沿的模擬輸入執行的轉換會導致LSB中的代碼閃爍。 顯著的代碼邊緣噪聲意味著必須取平均樣本才能有效地從轉換器結果中消除該噪聲。需要多少樣品？如果代碼邊緣噪聲為2/3LSB RMS，則相當于大約4LSB p-p。必須采集 1 個樣本才能將噪聲降低到 <>LSB（樣本數量的平方根決定了性能的提高）。

參考資料

采用內部或外部基準電壓源的ADC中最大的潛在誤差源之一是基準電壓。通常，如果基準電壓源包含在片內，則無法充分指定。要了解基準誤差的來源，必須特別了解三個規格：溫度漂移、電壓噪聲和負載調整率。

溫度漂移

溫度漂移是數據手冊中最容易忽略的規格。例如，請注意溫度漂移如何影響基于分辨率的ADC轉換器的性能（圖7）。為了使12位轉換器在擴展溫度范圍（-40°C至+85°C）內保持精度，漂移必須最大為4ppm/°C。 遺憾的是，沒有ADC轉換器具有這種片內基準電壓源性能。如果我們放寬要求，10度的溫度偏移意味著12位ADC基準電壓源的漂移不超過25ppm/°C，這對于片內基準電壓源來說也是一個相當嚴格的要求。原型制作通常不會揭示此錯誤的重要性，因為零件通常來自相似的批次，因此測試結果沒有考慮到由于制造工藝變化而導致規格中發生的極端情況。

圖7.基準電壓源漂移要求與ADC分辨率有關。

對于某些系統，基準精度不是一個大問題，因為溫度保持恒定，消除了漂移問題。一些系統使用比率測量，其中參考誤差被消除，因為激勵傳感器的相同信號被用作參考電壓（圖 8）。由于激勵源和基準電壓源作為一個整體移動，因此消除了漂移誤差。

圖8.比率式ADC轉換。

在其他系統中，校準執行的頻率足夠高，以便有效地消除基準電壓漂移。在其他系統中，絕對精度并不重要，但相對精度才是關鍵。因此，基準電壓源會隨時間緩慢漂移，系統將提供所需的精度。

電壓噪聲

另一個重要的規格是電壓噪聲。它通常指定為 RMS 值或峰峰值。將 RMS 值轉換為峰峰值，以評估其對性能的影響。如果一個2.5V基準的輸出端有500μV的峰峰值電壓噪聲（或83μV RMS），則該噪聲代表0.02%的誤差或勉強為12位的性能，這是在考慮任何轉換器誤差之前。理想情況下，我們的基準噪聲性能應僅為LSB的一小部分，以免限制ADC的性能。采用片內基準電壓源的ADC通常不指定電壓噪聲，因此誤差由用戶決定。如果您沒有獲得所需的性能，并且使用的是內部基準電壓源，請嘗試使用非常好的外部基準電壓源來確定片內基準電壓源是否實際上是罪魁禍首。

負載調整率

最終規格是參考負載調整率。ADC使用的基準電壓源通常具有足夠的電流來驅動其他器件，因此其他IC也使用它。這些其他元件消耗的電流會影響基準電壓源，這意味著隨著消耗的電流增加，基準電壓將下降。如果使用基準電壓源的器件間歇性地打開和關閉，則結果將是上下移動的基準電壓。對于0.55V基準，2.5μV/μA基準負載調整率規格意味著，如果其他器件消耗800μA電流，基準電壓將變化至440μV，即.0176% （440μV/2.5V）或幾乎是可用誤差幅度的20%。

其他溫度影響

繼續討論溫度問題，通常很少關注的兩個規格是失調漂移和增益漂移。這些規格通常僅作為典型數字給出，由用戶確定規格是否足以滿足其系統要求。失調和增益漂移值可以通過幾種不同的方式進行補償。一種方法是完全表征失調和增益漂移，并在存儲器中提供一個查找表，以隨著溫度變化調整值。然而，這是一個繁瑣的過程，因為每個ADC必須單獨補償，而且補償過程非常耗時。第二種方法是在發生顯著的溫度變化時進行校準。

對于進行一次性溫度校準的系統，注意漂移規格非常重要。如果校準初始偏移并且溫度移動，則由于漂移項而引入誤差，從而抵消校準的影響。例如，假設讀數是在溫度 X 下完成的。一段時間后，溫度發生了10°C的變化，并進行了完全相同的測量。這兩個讀數可能會給出不同的結果，從而質疑系統的可重復性和可靠性。

制造商不給出最大限制是有充分理由的：這增加了成本。漂移測試需要特殊的電路板，并且必須在測試流程中添加一個額外的步驟（相當于額外的制造成本），以確保零件不超過最大漂移限制。

增益漂移是一個更大的問題，特別是對于使用內部基準測試的器件。在這種情況下，基準漂移可以包含在增益漂移參數中。對于外部基準，IC的增益漂移通常相當小，如0.8ppm/°C。 因此，+/-10度的溫度變化會導致+/-8ppm的變化。請注意，12 位性能等于 244ppm （1/4096 = 0.0244% = 244ppm）。因此，我們看到一個誤差，該錯誤僅代表 12 位級別 LSB 的一小部分。

交流性能

某些ADC僅在輸入信號等于直流或接近直流時表現良好。其他器件在從直流到奈奎斯特的輸入信號下表現良好。僅僅因為DNL和INL滿足系統要求并不意味著轉換器在考慮交流信號時將提供相同的性能。DNL 和 INL 是直流測試。我們必須查看交流規格才能對交流性能有良好的感覺。數據手冊中的電氣特性表和典型工作特性提供了交流性能的線索。要審查的關鍵規格是信噪比 （SNR）、信噪比和失真比 （SINAD）、總諧波失真 （THD） 和無雜散動態范圍 （SFDR）。要審查的第一個規范是SINAD或SNR。SINAD定義為輸入正弦波的RMS值與轉換器噪聲的RMS值（從直流到奈奎斯特頻率，包括諧波[總諧波失真]成分）。諧波發生在輸入頻率的倍數處（見圖9）。信噪比與SINAD類似，只是它不包括諧波成分。因此，信噪比應始終優于SINAD。SINAD 和 SNR 通常以 dB 表示。

其中 N 是位數。對于理想的12位轉換器，SINAD為74dB。如果用N重寫這個方程，它將揭示有多少位信息作為RMS噪聲的函數：

此等式是有效位數或 ENOB 的定義。

圖9.FFT圖揭示了ADC的交流性能。

請注意，SINAD 是輸入頻率的函數。隨著頻率向奈奎斯特極限增加，SINAD降低。如果數據手冊中的規格是在與奈奎斯特頻率相比的低頻下測試的，則可以打賭，在奈奎斯特頻率附近，性能會差得多。在數據手冊的典型工作特性中查找ENOB圖。ENOB隨頻率而降低，主要是因為隨著輸入頻率的增加，THD變得越來越差。例如，在目標頻率下SINAD最小值為68dB時，獲得的ENOB值為11。因此，由于轉換器的噪聲和失真性能，您丟失了1位信息。這意味著您的 12 位轉換器最多只能提供 0.05% 的精度。請記住，INL 是 DC 規范;ENOB是說明交流信號非線性的規范。

SNR是去除失真分量的信噪比。SNR揭示了轉換器的本底噪聲位置。作為輸入頻率的函數，SNR可能會急劇下降，這意味著轉換器不是為接近該點的頻率而設計的。提高SNR的一種方法是過采樣，這提供了處理增益。過采樣是一種通過以遠高于目標信號的速率采樣來降低轉換器本底噪聲的方法。這樣可以在頻域中將噪聲分散到更寬的范圍內，從而有效地降低任何一個頻率bin處的噪聲。2倍過采樣可將本底噪聲降低3dB。

SFDR定義為輸入正弦波的RMS值與使用FFT圖在頻域中觀察到的最大雜散的RMS值之比。它通常以dB表示。SFDR在某些需要最大化ADC動態范圍的通信應用中非常重要。雜散會阻止ADC轉換小輸入信號，因為失真分量可能比目標信號大得多。這限制了ADC的動態范圍。請注意，頻域中的大雜散可能不會顯著影響SNR，但會顯著影響SFDR。

結語

回到ADC示例，假設我們正在測量直流型信號，并且我們的ADC接受雙極性輸入信號。我們選擇MAX1241的B級，其具有1LSB DNL誤差、1LSB INL誤差（0.0244%）、3LSB失調誤差（3/4096 = 0.0732%）和4LSB （0.0977%）增益。將誤差相加，我們得到的總誤差為 0.1953%。我們可以校準失調和增益誤差，將誤差降至0.0244%。只要我們的基準電壓誤差小于0.075% - 0.024% = 0.051%，我們就在誤差預算范圍內。5ppm/°C漂移超過50度相當于0.025%的漂移誤差，剩余0.026%的誤差預算。對于12位性能，我們需要一個電壓-噪聲規格遠小于1LSB（2.5V/4096 = 610μV峰峰值或102μV RMS）的基準電壓源。MAX6166是具有5ppm/°C漂移和30μV RMS寬帶電壓噪聲的理想選擇。它還具有充足的拉電流和灌電流能力，以驅動ADC（如果需要，還可以使用其他電路）。請注意，30μV噪聲規格相當于180μV峰峰值，在12位電平時為LSB的三分之一，在11位電平下為LSB的六分之一（這是我們的系統要求）。

快速檢查MAX1241增益漂移，發現在0°C溫度變化時，其規格為25.12ppm/°C或5.50ppm，完全符合規格。

現在我們有一個可行的解決方案，可以防止由于規范而導致的任何隱藏的性能問題。請注意，對于此示例，我們根本沒有解決 AC 性能問題。但是，隨著您對ADC規格及其與轉換器性能的關系有了更好的了解，您將掌握足夠的信息來選擇能夠為您提供所需性能的ADC。

審核編輯：郭婷