射頻 （RF） 功率的測量和控制是設計無線發射器時的關鍵考慮因素。高功率RF功率放大器（PA）很少在開環模式下工作（即，當天線的功率未以某種方式受到監控時）。外部因素，如對傳輸功率的監管要求、網絡穩健性以及與其他無線網絡共存的需求，都需要對傳輸功率進行強有力的控制。除了這些外部要求之外，精確的RF功率控制還可以改善頻譜性能，并可能使發射器的功率放大器更加節能和更具成本效益。

為了調節PA的發射功率，可能需要對PA輸出功率進行某種形式的工廠校準。校準算法在復雜性和有效性方面差異很大。本應用筆記介紹了如何實現典型的RF功率控制方案，并比較了具有線性dB傳遞函數的RF檢波器的各種工廠校準算法的有效性和效率。

集成電源控制的典型無線發射器

圖1顯示了典型無線發射器的框圖，該發射器集成了發射功率的測量和控制。使用定向耦合器，來自PA的一小部分信號被耦合并饋送到RF檢波器。在這種情況下，耦合器靠近天線，但在雙工器和隔離器之后。因此，與雙工器和隔離器相關的功率損耗在校準過程中被考慮在內。

圖1.具有集成發射功率控制的典型RF功率放大器（集成RF功率檢波器提供有關當前傳輸功率水平的連續反饋。使用外部RF功率計和RF功率檢測器來校準發射器。

定向耦合器的耦合系數通常為20 dB至30 dB。因此，來自耦合器的信號比進入天線的信號低20 dB至30 dB。以這種方式耦合斷電會導致發射路徑中的一些功率損耗。這種定向耦合器插入損耗通常為零點幾分貝。

在無線基礎設施應用中，最大發射功率通常在30 dBm至50 dBm（1 W至100 W）之間，來自定向耦合器的信號對于測量信號的RF檢波器來說仍然太強。因此，耦合器和RF檢波器之間需要一些額外的衰減。

現代均方根和對數RF檢波器的功率檢測范圍為30 dB至100 dB，并提供溫度和頻率穩定的輸出。在大多數應用中，檢波器輸出被施加到要數字化的模數轉換器（ADC）。存儲在非易失性存儲器（EEPROM）中的校準系數將來自ADC的代碼轉換為發射功率讀數。將此功率讀數與設定點功率水平進行比較。如果設定值與測量功率之間存在差異，請進行功率調整。在信號鏈中的多個點中的任何一個進行此功率調整。驅動無線電的基帶數據的幅度可以調整，可變增益放大器（在IF或RF）可以調整，或者可以改變PA的增益。通過這種方式，增益控制環路進行自我調節，并將發射功率保持在所需限值內。需要注意的是，電壓可變衰減器（VVA）和PA的增益控制傳遞函數通常是非線性的。因此，給定增益調整導致的實際增益變化是不確定的。這種不確定性強化了對控制回路的需求，該控制回路提供有關所做更改的反饋，并為后續迭代提供進一步指導。

工廠校準的必要性

在前面描述的典型無線發送器系統中，幾乎沒有一個組件提供精確的絕對增益精度規格。考慮發射功率誤差目標為±1 dB的情況。PA、VVA、RF增益模塊和信號鏈中其他元件等器件的絕對增益可能因器件而異，以至于產生的輸出功率不確定性明顯大于±1 dB。此外，信號鏈增益會隨著溫度和頻率的變化而進一步變化。因此，有必要持續監測和控制正在傳輸的功率。

輸出功率校準可以定義為將外部基準的精度傳輸到正在校準的系統中。校準過程包括斷開天線的連接，并用外部測量基準（如RF功率計）替換天線，如圖1所示。通過這種方式，精確的外部功率計的精度被傳輸到發射器的集成功率檢測器中。校準過程包括設置一個或多個功率電平，從功率計獲取讀數，從RF檢波器獲取電壓，并將所有這些信息存儲在EEPROM中。然后，隨著功率計的移除并重新連接天線，發射器能夠精確調節其自身的功率。隨著放大器增益與溫度、發射頻率和所需輸出功率電平等參數的變化，經過校準的板載RF檢波器就像一個內置功率計，具有絕對精度，可確保發射器始終在定義的容差范圍內發射所需的功率。

校準RF功率控制環路部分介紹了工廠校準程序。首先，必須檢查典型RF功率檢波器的特性。系統RF檢波器在整個溫度和頻率范圍內的線性度和穩定性強烈影響校準程序的復雜性和可實現的校準后精度。

射頻檢波器傳遞函數

圖2顯示了對數響應RF檢波器（對數放大器）的傳遞函數，為了便于說明，溫度漂移被夸大了。對數放大器傳遞函數是線性dB，可以在其線性工作范圍內使用簡單的一階方程進行建模。圖中顯示了三條曲線：+25°C、+85°C和?40°C時的輸出電壓與輸入功率的關系。 +25°C時，檢波器的輸出電壓范圍為?60 dBm輸入功率時的1.8 V左右至0 dBm時的0.4 V。傳遞函數緊隨一條假想直線，該直線位于跡線上。盡管傳遞函數在末端偏離這條直線，但請注意，在?10 dBm和?5 dBm之間的功率電平下也存在非線性跡象。

圖2.傳遞函數 （V外vs. P在）的對數響應RF功率檢波器，為了說明目的，溫度漂移被夸大了。

快速計算表明，該檢波器的斜率約為?25 mV/dB（即輸入功率變化1 dB會導致輸出電壓變化25 mV）。該斜率在動態范圍的線性部分是恒定的。因此，盡管在?10 dBm左右發現非線性度略有下降，但使用以下公式對傳遞函數在25°C下的行為進行建模：

其中截距是外推直線與圖的 x 軸相交的點（參見圖 2）。當斜率和截距已知且測量來自檢波器的輸出電壓時，通過重寫上述公式計算未知RF輸入，如下所示：

因此，使用這個簡單的一階方程對檢測器的傳遞函數進行建模。從校準的角度來看，該方程很有用，因為該方程允許通過在校準過程中施加和測量兩個不同的功率電平來建立探測器的傳遞函數。

接下來，考慮這個假想探測器在溫度范圍內的行為。輸入功率為–10 dBm時，輸出電壓從環境溫度到?40°C或+85°C變化約100 mV。 根據先前的斜率計算（?25 mV/dB），這相當于測量功率的偏差為±4 dB，這在大多數實際系統中是不可接受的。在實踐中，需要傳遞函數隨溫度漂移最小的檢測器。為確保在環境溫度下執行的校準程序在整個溫度范圍內也有效，允許變送器在環境溫度下進行工廠校準，以避免在高溫和低溫下進行昂貴且耗時的校準周期。

如果發射器是頻率捷變的，并且必須在定義的頻帶內以多個頻率傳輸，請注意檢波器的行為與頻率的關系。理想情況下，必須使用響應在定義的頻帶內沒有顯著變化的RF檢波器。使用具有平坦頻率響應的檢波器可以在單個頻率（通常在中頻）校準發射器，并確保隨著頻率的變化幾乎沒有精度損失。

表1顯示了ADI公司各種均方根和對數RF功率檢波器的檢測范圍和溫度穩定性。

校準射頻功率控制環路

圖3顯示了用于校準變送器的流程圖，如圖1所示。這種簡單快速的兩點校準在功率水平必須僅設置近似值（但必須精確測量）的情況下非常有用。為了使這種校準有效，集成RF檢波器必須在溫度和頻率范圍內保持穩定，并且必須具有可預測的響應，可以使用簡單的公式進行建模。

圖3.簡單的兩點校準程序，用于校準帶有集成對數檢測器的變送器。

確保發射器的工作功率范圍與RF檢波器的線性工作范圍一致。首先，卸下天線并將功率計連接到天線連接器。接下來，將輸出功率電平設置為接近最大功率。功率計測量天線連接器的功率，并將讀數發送到發射器的板載微控制器或數字信號處理器（DSP）。同時，對RF檢波器ADC進行采樣，發射器的處理器讀取樣本。

接下來，將發射器的輸出功率降低到接近最小功率的水平并重復該過程（測量天線連接器和樣本RF檢波器ADC的功率）。

利用這四個讀數（低功率電平、高功率電平、低ADC代碼和高ADC代碼），可以計算斜率和截距（見圖3）并將其存儲在非易失性存儲器中。

射頻功率控制環路的現場操作

圖4顯示了校準后用于精確設置變送器功率的流程圖。在本例中，目標是發射功率誤差小于或等于±0.5 dB。最初，根據最佳首次猜測設置輸出功率電平。接下來，對檢波器ADC進行采樣。從存儲器中檢索斜率和截距，并計算傳輸的輸出功率電平。

圖4.校準后變送器的操作。

如果輸出功率不在P的±0.5 dB范圍內設置，使用 VVA 將輸出功率增加或減少約 0.5 dB。使用該術語近似是因為VVA可能具有非線性傳遞函數。再次測量發射功率并應用進一步的功率增量，直到發射功率誤差小于±0.5 dB。

當功率水平在容差范圍內時，如有必要，請持續監控和調整。例如，如果信號鏈中某個元件的增益隨溫度變化而漂移，則當測得的功率超出其±0.5 dB設定點范圍時激活環路。

存在此算法的其他變體。例如，如果希望保持盡可能低的輸出功率，但仍不超過設定點的0.5 dB，請采用不同的方法。在這種情況下，第一個功率設置的電平小于所需的功率電平（并且超出容差）。然后，環路測量功率，但設定點增量要小得多（例如，0.1 dB）。這樣，輸出功率始終從小于設定值的值接近設定值。一旦輸出功率進入?0.5 dB頻段，功率增量就會停止，確保實際電平始終低于設定點電平，同時仍在容差范圍內。

校準后誤差

圖5至圖8顯示了來自同一RF檢波器的數據，但使用的校準點選擇和數量不同。圖5顯示了AD8318在2.2 GHz時的檢波器傳遞函數，AD8318是一款工作頻率高達8 GHz的寬動態范圍RF對數檢波器。在這種情況下，檢測器使用兩點校準（?12 dBm和?52 dBm）進行校準。校準完成后，繪制殘余測量誤差。請注意，即使在執行校準的環境溫度下，誤差也不為零，因為對數放大器不能完全遵循理想的V外vs. P在等式（V外= 斜率× （P在? 攔截）），即使在其運行區域內。然而，根據定義，?12 dBm和?52 dBm校準點的誤差等于零。

圖5.兩點校準，校準點在探測器的線性工作范圍內，提供良好的整體性能。

圖6.將校準點分開并移入線性較低的工作范圍會擴展工作范圍，但代價是精度下降。

圖7.校準點靠近的兩點校準可在較窄的范圍內提高精度。

圖8.多點校準擴展了檢測器范圍，可以提高線性度，但代價是校準過程更加復雜。

圖5還包括?40°C和+85°C輸出電壓的誤差圖。 這些誤差圖是使用25°C斜率和截距校準系數計算的。除非實施基于溫度的校準程序，否則必須使用具有輕微殘余溫度漂移的25°C校準系數。

在許多應用中，當PA以最大功率傳輸時，希望具有更高的精度。從多個角度來看，這種愿望是有道理的。首先，可能存在監管要求，要求在全功率或額定功率下具有更高的精度水平。但是，從系統設計的角度來看，在額定功率下提高精度也有價值。考慮設計為傳輸 45 dBm（約 30 W）的發射器。如果校準最多只能提供±2 dB的精度，則PA電路（功率晶體管和散熱器）必須設計為安全傳輸高達47 dBm或50 W的功率。相反，可以設計一個校準后精度為±0.5 dB的系統，以便PA必須設計為傳輸比應用要求更多的RF功率，以安全傳輸45.5 dBm或大約36 W。

通過改變執行校準的點，在某些情況下可以極大地影響可實現的精度。圖7顯示了與圖5相同的測量數據，但使用了不同的校準點。請注意，在圖7中，從?10 dBm到?30 dBm的精度非常高（約±0.25 dB）。但是，在遠離校準點的較低功率電平下，精度會降低。

圖6顯示了移動校準點如何以犧牲線性度為代價來增加動態范圍。在這種情況下，校準點為?4 dBm和?60 dBm。這些點位于設備線性范圍的末端。同樣，在25°C時的校準點可以看到0 dB的誤差，AD8318保持<±1 dB誤差的范圍擴展到25°C時的60 dB和整個溫度下的58 dB。這種方法的缺點是整體測量誤差增加，特別是在這種情況下，在探測器范圍的頂端。

圖8顯示了使用更精細的多點算法的校準后誤差。在這種情況下，將多個輸出功率電平（在本例中為6 dB）施加到發射器，并測量每個功率電平下檢波器的輸出電壓。這些測量用于將傳遞函數分解為多個段，每個段都有自己的斜率和截距。該算法傾向于大大減少由于檢測器非線性引起的誤差，并使溫度漂移成為誤差的主要來源。這種方法的缺點是校準過程需要更長的時間，并且需要更多的內存來存儲多個斜率和截距校準系數。

圖8顯示了功率檢波器在其動態范圍的低端和高端的行為之間的差異。雖然多點校準擴展了高端動態范圍，但由于溫度漂移增加，這種范圍擴展沒有用。請注意，環境走線、熱跡線和冷跡線在功率電平大于?10 dBm時如何發散。在低功率水平下，結果更有用。同樣，多點校準有助于擴展低端動態范圍。但是，在這種情況下，熱跡線和冷跡線會密切跟蹤環境跡線，即使環境跡線變為非線性。因此，當使用多點校準消除這種非線性時，在整個溫度范圍內都能保持出色的精度，從而有效地將AD8318的傳遞函數擴展到?65 dBm。

結論

在需要精確RF功率傳輸的應用中，需要某種形式的系統校準。現代基于IC的RF功率檢波器具有線性響應，并且溫度和頻率穩定。線性響應與溫度和頻率范圍內的穩定性相結合，可以顯著簡化系統校準，并提供±0.5 dB或更高的系統精度。校準點的位置和數量會對可實現的校準后精度產生重大影響。

審核編輯：郭婷