了解用于 RTD 應用的不同信號調理電路的基礎知識，包括分壓器、惠斯通電橋電路和 Δσ 轉換器。

在本系列的前幾篇文章中，我們討論了 電阻溫度檢測器 和 他們的反應是如何表征的。本文將討論RTD應用中不同信號調理電路的基礎知識。

使用分壓器進行 RTD 測量

可以使用簡單的電阻分壓器將RTD電阻的變化轉換為電壓信號。圖1顯示了鉑RTD的典型電路圖。圖中的Pt1000表示鉑RTD，在0°C時的標稱電阻為1000 Ω。

圖1. 鉑RTD電路圖示例。

與大多數電阻式傳感器一樣，RTD傳感器根據測量物理量的變化而變化的百分比相對較小。考慮到這一點，Pt1000的溫度系數約為3.85 Ω / °C。 讓我們看看節點 A 的電壓變化有多大。

假設我們需要以0.2°C的分辨率測量溫度，這可能是一個相對苛刻的要求。如果溫度從0°C變為0.2°C，則傳感器電阻從1000 Ω增加到1000.77 Ω。因此，節點A的電壓從1.5 V更改為1.50288 V，計算如下：

因此，將溫度改變0.2°C會使節點A的電壓改變約577μV。我們可以直接測量V一個 確定RTD電阻值和溫度;但是，我們的測量系統應該具有足夠的分辨率來檢測1.5V信號中的幾分之一毫伏變化。將1.5 V分壓到所需的最小步長（577 μV），我們可以估算模數轉換器的無噪聲計數，其結果為：

這對應于關于日志的無噪聲分辨率2（2600） = 11.34 位。請注意，這僅為我們提供了A / D分辨率的近似值。實際要求更為嚴格，取決于溫度計設計的溫度范圍。此外，我們用3.85 Ω/°C的恒定溫度系數對RTD進行了建模，而RTD實際上是非線性器件。

11位的無噪聲分辨率可以通過當今的 三角積分 （ΔΣ） 轉換器。因此，我們可以使用圖1中的電路以及ΔΣ轉換器直接對RTD兩端的電壓進行數字化處理。

然而，幾十年前，這種高性能數據轉換器既不可用也不經濟;電路設計人員使用了諸如 惠斯通電橋電路 用于 RTD 測量。而 橋接電路 仍然普遍用于其他領域，例如力和壓力傳感應用，它們很少用于RTD測量。盡管如此，為了完整起見，我們將在下面簡要討論橋接電路如何放松 模數轉換器 （ADC） 要求。

傳統方法：使用惠斯通電橋進行 Pt1000 測量

用于Pt1000測量的基本惠斯通電橋如圖2所示。

圖2. Pt1000的惠斯通電橋測量示例。

輸出電壓是兩個支路之間的電壓差。事實上，橋式電路將單端測量從簡單的分壓器分支更改為差分測量。在這種情況下，當電橋平衡時（0°C時），輸出為0 V。如果溫度升高0.2°C，輸出增加到577 μV，計算如下：

在這種情況下，反映RTD電阻變化的所需信號不會位于大直流信號之上。輸出僅包含我們要測量的信號。為了確定ADC的無噪聲分辨率，我們應該考慮V的最大值和最小值外 在溫度計的整個溫度范圍內。假設我們需要測量-40°C至150°C的范圍。RTD 電阻變化 從 842.47 Ω 到 1573.25 Ω 在此溫度范圍內。我們可以使用此信息來確定 V 的最大值和最小值外 計算如下表1所示：

表 1.

由于應檢測到的最小變化為577 μV，因此系統的無噪聲計數可通過以下方式計算：

這對應于9.65位的無噪聲分辨率。如您所見，在整個190 °C溫度范圍內獲得的基于電橋的測量的ADC分辨率仍然比分壓器方法的單次測量所獲得的ADC分辨率更寬松。

RTD應用的橋式電路限制

雖然橋式電路可以降低ADC要求，但這種方法有一些缺點。電橋輸出取決于電橋配置中采用的電阻值。這種限制就是為什么需要三個精密電阻來完成電橋的原因。除此之外，具有單個檢測元件的電橋是非線性的。因此，除了RTD非線性之外，設計人員還必須補償電橋的非線性響應。軟件或 模擬技術 可用于線性化橋式電路，增加系統的復雜性。使用橋接電路時，我們還需要 具有大共模抑制的儀表放大器 可以提供 高阻抗和相等輸入阻抗。

由于這些限制并注意到現代 Δ-Σ轉換器 可以輕松滿足和突破RTD應用的要求，電路設計人員通常不使用橋接電路進行RTD測量。

使用Δ-Σ轉換器測量RTD傳感器

圖3顯示了將RTD傳感器與 ΔΣ 模數轉換器。

圖3. 用于與 RTD 傳感器和 ΔΣ ADC 接口的簡化圖

使用22位ADC和3 V基準電壓時，LSB（最低有效位）等于 3222≈0.72M在3222≈0.72M在。

使用這些高分辨率ADC，最小可檢測信號通常受到ADC內電子噪聲的限制，例如內部電路產生的熱噪聲和閃爍噪聲，而不是 量化噪聲 的 ADC。如果需要復習一下ΔΣ ADC的噪聲性能，可以參考這個優秀的 由十二部分組成的系列文章 來自德州儀器。

ΔΣ ADC的峰峰值輸入折合噪聲可以是微伏級或更低。假設ADC的折合到輸入端的噪聲為3 μVp-p.對于圖3中的電路，我們可以找到RTD電壓Vrtd的最大值和最小值，如下表2所示：

表 2.

利用這些信息，我們可以計算系統在-40°C至150°C溫度范圍內的無噪聲計數，如下所示：

將溫度范圍除以無噪聲計數得到溫度測量分辨率：

雖然這種精度水平實際上令人興奮，但應該注意的是，其他幾個錯誤源阻止我們實現如此高的性能。R的初始公差和溫度漂移1 ADC失調電壓和失調漂移是其中的幾個誤差源。然而，上述計算證實，現代ADC的噪聲性能和分辨率足以進行精密測溫;但是，設計人員需要消除其他主要誤差因素，以保持系統精度。

請注意，在上述示例中，偏置電阻R選擇了一個相對較小的值1.實際上，可能需要更大的電阻來限制RTD自熱效應。

RTD 應用的比率測量

雖然本文中的不同圖表使用電壓源來激勵RTD，但許多RTD應用使用電流源進行傳感器激勵。此外，RTD應用通常從激勵傳感器的同一源獲得ADC基準電壓。這種技術稱為 比率測量，最大限度地減少由傳感器激勵源或ADC基準電壓源的意外變化引起的誤差。在下一篇文章中，我們將繼續討論，看看RTD應用如何從比率測量中受益。