下面的原理圖顯示了一個外部基準濾波器/緩沖器，它成為基準放大器，“過驅(qū)動”REFBUF，并產(chǎn)生一個比內(nèi)部基準低至少50倍的1/f轉(zhuǎn)折。內(nèi)部基準在大約 15 KHz 處有一個 1/f 拐角。

使用本系列第二部分所示的成像驅(qū)動器，1/f轉(zhuǎn)折點似乎在200Hz左右，盡管仿真表明該基準電壓緩沖器實際上有一個大約10 Hz的轉(zhuǎn)角。它本身并不是真正的 1/f 轉(zhuǎn)折，它源于濾波器滾降 LTC6655-4096 的高得多的噪聲密度。因此，在這一點上，它在電壓噪聲密度方面的斜率為1 / f，而不是通常涉及的噪聲功率密度。LTC6655的噪聲密度約為70 nV/√Hz，輸出頻率約為30 KHz，但經(jīng)過R17/C10濾波，以產(chǎn)生約7 Hz的轉(zhuǎn)折。采用這些驅(qū)動器的ADC的標稱寬帶噪聲密度約為32 nV/√Hz，為15 Msps。參考噪聲密度相當?shù)狞c約為11 Hz。AD8002的數(shù)據(jù)手冊顯示的1/f轉(zhuǎn)折約為100 Hz，但它幾乎占主導地位，因此產(chǎn)生的轉(zhuǎn)折將被下推至70 Hz左右。這是關(guān)于我們在雙極零點看到的。

由于LTC6655-4096基準電壓源的噪聲密度為70 nV/√Hz，平坦至約30 KHz，如果單獨用作外部基準電壓驅(qū)動器（如數(shù)據(jù)手冊所示），它將該區(qū)域的本底噪聲提高約6 dB，并在約70 KHz時產(chǎn)生1/f轉(zhuǎn)折。

圖5 外部基準電壓源濾波器/緩沖器

接近雙極性零點，或者我應該說是中間電平，基準噪聲的影響消失，因為ADC充當乘法器。如果提供滿量程直流信號，則基準電壓源的1/f特性在大變換中會很明顯。使用內(nèi)部基準時，直流接近滿量程時，1/f轉(zhuǎn)角約為15 KHz。同樣，對于高振幅交流信號，基波根部周圍的本底噪聲將以類似的方式升高，盡管它低9 dB，因為它分布在兩個邊帶（6 dB）AM邊帶之間。AM調(diào)制正弦波的功率電平相對于調(diào)制直流信號降低3 dB。這些AM邊帶幾乎不可能觀察到，因為接近的時鐘相位噪聲也會發(fā)揮作用。

使用此基于 LT6233 的緩沖器時，施加滿量程直流時的 1/f 轉(zhuǎn)折小于 200 Hz。

我們沒有足夠的交流信號源來測試近距離AM邊帶上的這種影響。

什么時候不需要低 1/f 噪聲？

如果只關(guān)注在整個7.5 MHz奈奎斯特帶寬上積分的SNR，則1/f區(qū)域的貢獻僅使本底噪聲提高約0.002 dB，與溫度升高1/8°C大致相同。

對于單幀成像，1/f 毫無意義。對于脈沖應用，它可能毫無意義，除非在傳統(tǒng)上由對數(shù)放大器提供的寬動態(tài)范圍情況下。這意味著低1/f噪聲可以改善長期基線，必須從中提取非常低水平的單極性脈沖，可能是重復的。

如果對低于20 KHz的區(qū)域沒有興趣，那么該基準電壓緩沖器可能是一項毫無意義的費用，除了它對增益穩(wěn)定性的影響。

但是，如果對來自劇烈過采樣的某些信息感興趣，但不一定代表可能感興趣的所有信息，則內(nèi)部基準的 1/f 貢獻或 LTC6655-4096 本身可能值得重新考慮。舉一個使LTC6655看起來很糟糕的例子：如果通過數(shù)字濾波降低帶寬，則大幅過采樣時可能期望的處理增益可能會令人失望。例如，如果帶寬降低到20 KHz，則可以從上面的基準電路中預期，SNR約為115dB，但使用LTC6655-4096作為參考驅(qū)動器時僅為109 dB。如果將比較移動到1/f區(qū)域，例如50 Hz，則內(nèi)部基準電壓源相對于上述基準電壓源會使本底噪聲升高約17 dB。例如，在弱返回多普勒頻移信號的情況下，在存在近乎全振幅的靜態(tài)返回的情況下，偏移為50 Hz，這也代表了分辨能力的17 dB妥協(xié)。激勵信號最好非常干凈，因為相位噪聲會產(chǎn)生看似相似的效果，盡管它是相位噪聲，而不是AM，并且可以在一定程度上區(qū)分。如果激勵來自低相位噪聲100 MHz振蕩器（如CVHD-950），使用LTC1668等DAC或分壓器降至1 MHz，則50 Hz失調(diào)時的相位噪聲應約為-130 dBc，并且與AM旁瓣處于同一范圍內(nèi)，基準電壓源由上述緩沖器驅(qū)動。如果采樣和激勵都來自同一振蕩器，則與原始振蕩器相關(guān)的接近相位噪聲將消失，只留下分頻器的加性相位噪聲或DAC（如果涉及）其量化分布在fs/2、DAC中的任何AM以及由基準電壓源產(chǎn)生的AM上。在多普勒超聲效應流量計中，激發(fā)頻率為1 MHz，50 Hz多普勒頻移對應于約1.5英寸/秒的運動。

放大器的選擇

之所以選擇 LT6233，是因為它具有低噪聲電流和噪聲電壓、相當?shù)偷妮斎胧д{(diào)電流以及適合此類拓撲的足夠帶寬。使用較低的帶寬放大器來驅(qū)動受干擾的大電容器實際上并不那么有效，因為放大器周圍的局部補償必須盡可能遠離負載電容器形成的極點。上述電路在基準電壓源后的LP濾波器和FB路徑中使用匹配電阻，以在很大程度上消除輸入偏置電流作為增益誤差源的影響，并在存在平衡源阻抗的情況下獲得0.43 pA/√Hz電流噪聲，而不是0.73 pA/√Hz不平衡數(shù)。R17/C10中較低的轉(zhuǎn)折頻率可能會降低轉(zhuǎn)折頻率（從6Hz），但代價是增益穩(wěn)定性和精度，并且該系列中各種驅(qū)動器的1/f轉(zhuǎn)折將失去優(yōu)勢。事實上，在雙極零度處，1/f 角似乎低于 100 Hz，但可能有大約 60 Hz 的拾音器。注入低幅度的1 MHz音調(diào)以保持Pscope的快樂需要在路徑中使用隔離變壓器，以防止發(fā)電機和PC之間通過實驗產(chǎn)生60 Hz的傳導。

該驅(qū)動器系列的第一部分的1/f噪聲由LTC6404確定，約為50 KHz，因此在這種情況下，這種低1/f基準電壓源不是很有利。如本文所述，第二部分可以受益，其特點是涉及該驅(qū)動程序。

第三部分的1/f轉(zhuǎn)折由LTC6268決定，轉(zhuǎn)折約為80 KHz，但主要由跨阻增益的噪聲決定，放大器的噪聲貢獻被隨后的衰減因數(shù)壓低，從而產(chǎn)生約1 KHz的轉(zhuǎn)折。在低幅度（接近雙極性零點）下，無論基準電壓源如何，LTC6268 都將是 1/f 噪聲的主要來源，但在較高幅度下，LTC6268 可能會受益于該基準。

低 1/f 噪聲以外的優(yōu)勢

外部基準將產(chǎn)生更好的長期漂移和溫度漂移。未指定由LTC2387的內(nèi)部基準電壓源產(chǎn)生的增益溫度穩(wěn)定性，其增益穩(wěn)定性可能為25 PPM/C 。大型QFN不是作為參考的最佳封裝，因為它會成為應變片，焊接產(chǎn)生的應變會隨著時間的推移而松弛。當REFBUF過驅(qū)動時，ADC的典型增益穩(wěn)定性比LTC6655-4.096高一個數(shù)量級，后者通常為1 ppm/C。然而，緩沖器可能由 LT6233 的輸入失調(diào)電流主導。輸入偏置電流在-55至+125范圍內(nèi)可能變化約33%。失調(diào)電流幾乎低一個數(shù)量級，因此，在該范圍內(nèi)，增益將漂移約60 PPM，如果是單調(diào)的，則可能產(chǎn)生約0.33 PPM/C。LTC6233失調(diào)電壓引起的增益漂移僅為0.12 PPM/C量級。因此，LTC6655 應該占主導地位。

專為 LTC2508-32 設(shè)計了一個基準緩沖器應用，該應用集成了一個控制 LT6202 輸出級的 LTC2057 自穩(wěn)零放大器。因此，LTC6655 將更清楚地控制其增益漂移。在這種情況下，目的是提供一個基準電壓緩沖器，允許一組ADC由公共基準電壓源驅(qū)動，相對增益誤差盡可能小。我對盡可能低的1/f區(qū)域更感興趣，即使以犧牲增益穩(wěn)定性為代價。

LT6233最壞情況失調(diào)（500 uV）產(chǎn)生的初始增益誤差約為+/-16 lsb，小于LTC2387本身的+/-25 lsb，REFBUF過驅(qū)動。以2400歐姆為單位的典型輸入失調(diào)電流將導致100 uV失調(diào)。如果增加R17和對應器件R18以在濾波器中產(chǎn)生較低的轉(zhuǎn)折頻率，則LT6233中的1/f噪聲電流和輸入失調(diào)電流都會影響結(jié)果。

注意，通過使用外部基準，可以使用DAC來調(diào)整增益誤差。如果REFIN改為驅(qū)動，但增益誤差和漂移更大，也是如此。我在濾波器中使用了陶瓷旁路電容器，它們可以充當麥克風或壓電應變片。

審核編輯：郭婷