作者：Peter Delos and Mark Robertson

在大型數字波束成形天線中，通過組合來自分布式波形發生器和接收器的信號的波束成形過程來提高動態范圍是非常可取的。如果相關的誤差項不相關，則可以在噪聲和雜散性能方面獲得10logN的動態范圍改進。在這種情況下，N 是波形發生器或接收器通道的數量。噪聲本質上是一個非常隨機的過程，因此非常適合跟蹤相關和不相關的噪聲源。然而，雜散信號使得如何強制雜散不相關變得不那么明顯。因此，任何能夠強制雜散信號不相關的設計方法對于相控陣系統架構都是有價值的。

在本文中，我們回顧了以前發表的一種技術，該技術通過偏移LO頻率并對這種偏移進行數字補償來強制雜散信號不相關。然后，我們將展示ADI公司最新的收發器產品ADRV9009如何內置支持此功能的功能。然后，我們以演示該技術結果的測量數據得出結論。

已知的雜散去相關方法

在相控陣中強制雜散去相關的各種方法已經為人所知。我們最早的出版物可以追溯到2002年，1其中描述了確保接收器雜散不相關的通用方法。在該方法中，信號首先以已知的方式從接收器到接收器進行修改。然后信號被接收器的非線性分量失真。在接收器輸出端，接收器中先前引入的修改是反轉的。預期的信號變得相干或相關，但扭曲的項不會恢復。在他們的測試中實施的修改方法是將每個本地振蕩器（LO）頻率合成器設置為不同的頻率，然后通過在數字處理中對數控振蕩器（NCO）進行數字調諧來校正修改。還發布了其他幾種方法。

多年后，隨著全收發器子系統在單片硅片中的高級集成，收發器產品中的嵌入式可編程功能可實現文章“數字相控陣中非線性失真的相關性：測量和緩解”中描述的雜散去相關方法。1

收發器特性可實現雜散去相關

ADI收發器ADRV9009的功能框圖如圖1所示。

圖1.ADRV9009功能框圖

每個波形發生器或接收器都采用直接變頻架構實現。Daniel Rabinkin的文章“前端非線性失真和陣列波束成形”更詳細地討論了直接轉換架構。4LO頻率可以在每個IC上獨立編程。數字處理部分包括帶有NCO的數字上/下變頻，這些NCO也可以跨IC獨立編程。Peter Delos的文章“寬帶RF接收器架構選項綜述”進一步描述了數字下變頻。5

接下來，我們將演示一種在多個收發器之間強制虛假去相關的方法。首先，通過對板載鎖相環（PLL）進行編程來偏移頻率。然后，將NCO頻率設置為對施加的LO頻率偏移進行數字補償。通過調整收發器IC內部的兩個特性，進出收發器的數字數據不必在頻率上偏移，并且整個頻率轉換和雜散去相關內置于收發器IC中。

波形發生器陣列的代表性框圖如圖2所示。在我們的描述中，我們將描述波形發生器的方法并顯示數據，但該方法同樣適用于接收器陣列。

圖2.通過對波形發生器陣列中的LO和NCO頻率進行編程，強制將雜散不相關。

為了說明頻率概念，圖3顯示了來自直接變頻架構的兩個發射信號的示例。這些情況顯示了RF位于LO高側的位置。在直接變頻架構中，鏡像頻率和三次諧波出現在LO的另一側，顯示在LO頻率下方。當各通道將LO頻率設置為相同頻率時，雜散頻率也處于相同頻率，如圖3a所示。圖3b顯示了LO2設置為比LO1更高的頻率的情況。數字NCO的偏移相等，使得RF信號實現相干增益。圖像和三次諧波失真產物處于不同的頻率，因此不相關。圖3c顯示了與圖3b相同的配置，但增加了RF載波的調制。

圖3.頻譜圖顯示了頻率中的雜散信號。顯示了三種情況：（a）兩個沒有雜散去相關的組合CW信號，（b）兩個具有強制雜散去相關的組合CW信號，以及（c）兩個具有強制雜散去相關的組合調制信號。

測量結果

組裝了一個基于收發器的8通道RF測試平臺，以評估用于相控陣應用的收發器產品線。用于評估波形發生器的測試設置如圖4所示。對于此測試，相同的數字數據應用于所有波形發生器。通過調整NCO相位來跨通道執行校準，以確保RF信號在8路合路器上同相并相干組合。

圖4.波形發生器雜散測試設置。

接下來，我們將展示測試數據，比較將雜散與LO和NCO都設置為相同頻率與當LO和NCO頻率偏移時的雜散進行比較。所使用的收發器在2通道器件內共享一個LO（見圖1），因此對于8個RF通道，有四個不同的LO頻率。

在圖5和圖6中，收發器NCO和LO均設置為相同的頻率。在這種情況下，鏡像產生的雜散信號、LO泄漏和三次諧波都處于同一頻率。圖5顯示了在頻譜分析儀上測量的各個發射輸出。圖 6 顯示了組合輸出。在這個特殊的測試中，鏡像的雜散和相對于載波的LO泄漏（以dBc為單位）測量顯示出改善，但第三次諧波沒有改善。在我們的測試中，我們發現三次諧波在通道間始終相關，鏡像頻率始終不相關，LO頻率根據啟動條件而變化。這反映在圖3a中，其中我們顯示了三次諧波的相干加法，鏡像頻率的非相干相干加法以及LO泄漏頻率的部分相干加法。

圖5.每個通道的波形發生器雜散，LO和NCO設置為相同的頻率。

圖6.LO和NCO設置為相同頻率的組合波形發生器雜散。請注意，在此配置中，三次諧波雜散沒有改善。

在圖7和圖8中，收發器LO均設置為不同的頻率，數字NCO在頻率和相位上進行調整，使信號相干組合。在這種情況下，鏡像產生的雜散信號、LO泄漏和三次諧波被迫處于不同的頻率。圖7顯示了在頻譜分析儀上測量的各個發射輸出。圖 8 顯示了組合輸出。在該測試中，鏡像的雜散、LO泄漏和相對于載波的第三次諧波（以dBc為單位）開始擴散到噪聲中，當通道組合時，每個雜散都顯示出改善。

圖7.每個通道的波形發生器雜散，LO和NCO的頻率偏移。

圖8.組合波形發生器具有頻率偏移的LO和NCO雜散。請注意，在這種情況下，雜散的頻率是分散的，并且相對于單個通道SFDR有明顯的SFDR改進。

當組合非常少量的通道時，就像在這個測試中所做的那樣，雜散實際上顯示出其相對水平的20log（N）改進。這是由于信號分量相干地組合并添加為20log（N），而雜散根本不組合。在實踐中，隨著大陣列和更多通道的組合，預計改進將接近10log（N）。這有兩個原因。首先，由于大量信號被組合在一起，將雜散充分分散到可以孤立地考慮每個雜散是不切實際的。以1 MHz調制帶寬為例。如果規范規定在1 MHz帶寬內測量雜散發射，則理想情況下，雜散將分散開來，使它們至少相距1 MHz。如果無法做到這一點，則每1 MHz的測量帶寬將包括多個雜散分量。由于它們將處于不同的頻率，因此它們將不相干地組合在一起，并且在每1 MHz帶寬中測量的雜散功率將增加為10log（N）。但是，沒有一個1 MHz的測量帶寬將包含所有雜散，因此在這種情況下，雜散的N小于信號的N，盡管增量改進將是10log（N），但一旦N足夠大，雜散密度足以在測量帶寬內放置多個雜散，與沒有雜散信號去相關的系統相比，絕對改進仍將優于10log（N），也就是說， 它將在 10log（N） 和 20log（N） 分貝（或 dB）之間更好。其次，該測試是用CW信號完成的，但實際信號將被調制，這將導致它們擴散，使得當大量通道組合時無法實現非重疊雜散信號。這些重疊的雜散信號將是不相關的，并在重疊區域中不相干地添加，如10log（N）。

特別值得一提的是，當各通道將LO設置為相同頻率時，LO泄漏分量。LO泄漏是由于當兩個信號分支相加時模擬調制器中的LO不完全消除所致。如果幅度和相位不平衡是隨機誤差，則剩余LO泄漏分量的相位也將是隨機的，當許多不同收發器的LO泄漏相加時，即使它們處于完全相同的頻率，它們也會不相干地相加為10log（N）。調制器的圖像分量也應如此，但不一定是調制器的三次諧波。由于少量通道相干組合，LO相位不太可能是完全隨機的，因此部分去相關的原因顯示在測量數據中。對于非常多的通道，LO相位在通道間接近更加隨機的條件，并且預計是一個不相關的附加條件。

結論

當LO和NCO在頻率上偏移時，測得的SFDR結果清楚地表明產生的雜散都是在不同的頻率下，并且在組合過程中不相干，從而確保在通道組合時SFDR得到改善。LO和NCO頻率控制現在是ADI公司最新收發器產品中的可編程特性。結果表明，這一特性可以在相控陣應用中得到利用，從而確保陣列級SFDR性能優于單通道性能。

審核編輯：郭婷