之前在跟同事羅帥討論驅動器的熱損耗，學習了一下，找的一篇TI的文章對半橋的功耗計算。

摘要：

在為電機應用或具有電感特性的負載選擇集成 H 橋或半橋驅動器時，必須考慮由于負載電流和輸出的 PWM 開關以進行電流調節而導致的驅動器功耗。器件上消耗的功率會使器件的結溫超過環境溫度，具體取決于熱阻抗。熱阻取決于 IC 的特性（封裝、芯片尺寸等）和 PCB 設計，這通常是給定驅動器提供多少電流的限制因素。要計算給定應用中的最大允許電流，需要估算電機驅動器的總功耗。本應用報告展示了如何估算功率 FET 和整個器件本身在每種情況下的功耗。

1 集成驅動器中的功耗來源

驅動器 IC 中的功率 FET 有兩個基本的功耗來源。

1.1 導通損耗

每個 FET 的導通損耗由于其導通電阻而產生的功耗由下式給出：

RON=FET 導通電阻[ohm]

IL= 負載電流[A]

請注意，RON隨溫度升高而增加。因此，隨著設備升溫，功耗也會增加。在計算總器件功耗時必須考慮這一點。通常，RON 在 150 攝氏度時的值大約是 25 攝氏度時的室溫值的兩倍。

1.2 開關損耗

與基于 PWM 的電流調節相關的開關損耗導致的功耗可以用以下表達式來近似：

上升沿和下降沿期間由于輸出壓擺引起的功耗由下式給出：

FPWM= PWM 開關頻率 [Hz]

VM= 驅動器電源電壓 [V]

IL= 負載電流 [A]

SRrise= 上升期間的輸出電壓轉換率 [V/sec]

SRfall= 下降期間的輸出電壓轉換率 [V/sec]

輸出壓擺率是 EM（電磁）性能和器件功耗之間的平衡。

由于開關 FET 之間的死區時間導致的功耗由下式給出：

FPWM= PWM 開關頻率 [Hz]

VD= FET 體二極管正向偏置電壓 [V]

IL= 負載電流 [A]

= 上升過程中的死區時間 [sec]

= 下降過程中的死區時間 [sec]

死區時間對于降低開關功率 FET 之間的任何電流直通風險是必要的。集成 FET 驅動器通常具有基于反饋的自定時 FET 開關序列，以確保盡可能小的死區時間，同時避免任何擊穿電流。

在再循環路徑中 FET 導通期間由于 OUTPUT 擺動導致的功耗由下式給出：

這種耗散通常不被考慮，因為它非常微不足道

由于開關 FET 的反向恢復損耗也會產生功率耗散。這是由于典型大功率 FET (< ~100 mΩ) 的正向偏置體二極管的電流方向發生變化而發生的。這些損耗通常會限制較高壓擺率（> 25 V/μsec）下的功耗節省。這種耗散通常也不被考慮，因為它非常微不足道。

1.3 器件電流消耗

器件電流消耗引起的功耗，由下式給出

VM= 驅動器電源電壓 [V]

IVM= 設備工作電源電流 [A]

考慮到IVM通常約為 5 - 10 mA，這種耗散通常不被考慮，因為它非常微不足道。

1.4 穩壓器ldo消耗

一些驅動器設備具有可用的外部 LDO 穩壓器輸出，用于提供一些參考電流或為外部負載供電的電流。由于該外部負載電流而產生的功耗由下式給出

這種耗散通常不被考慮，因為它非常微不足道。

總結

總之，總功耗由下式給出：

通常，這可以近似為三個來源，由下式給出：

下一小節根據應用配置（使用高側或低側再循環的 H 橋或半橋驅動器）顯示每個功率 FET 中用于傳導和開關損耗的功率耗散。

半橋

低側循環的半橋

圖 1-4 顯示了 PWM 調節中半橋在 HS - 負載（區域 #1）和 LS - 負載（區域 #5）與其他轉換（上升沿和區域 # 的區域 #2、3 和 4）之間的開關序列 6、7 和 8 用于下降沿）。每個 FET 的功耗如下：

表格中：

RON=FET 導通電阻[ohm]

FPWM= PWM 開關頻率 [Hz]

VM= 驅動器電源電壓 [V]

IL= 負載電流[A]

D = PWM 占空比介于 0 和 1 之間

= HS關閉時上升期間的輸出電壓轉換速率 [V/sec]

= HS 開啟時下降期間的輸出電壓轉換速率 [V/sec]

VD= FET 體二極管正向偏置電壓 [V]

= HS 關閉后的死區時間 [秒]

= HS 開啟前的死區時間 [秒]

= LS 開啟時上升期間的輸出電壓轉換率 [V/sec]

= LS 關閉時下降期間的輸出電壓轉換率 [V/sec]

如果我們假設 #4 和 #6 區域的功耗可以忽略不計，上升沿和下降沿的壓擺率匹配，死區時間相等，則每個 FET 的功耗可以近似如下：

與 H 橋驅動器相比，由于傳導損耗導致的功耗大約減少了一半，但開關損耗保持不變。

高端側循環的半橋也是一樣的

示例計算

RON= 100mΩ

FPWM= 20 KHz

VM= 13.5 V

IL= 1A

D= 50%

= 13.5 V/us

= 13.5 V/us

VD= 1V

= 100ns

= 100ns

= 13.5 V/us

= 13.5 V/us

部分	PWM 周期內的時間比	低端	高端
1	50%	0
2	13.5V / 13.5V/us x 20KHz	0	0.5 x 13.5V x 1A
3	100ns x 20kHz	1V x 1A	0
4	13.5V / 13.5V/us x 20KHz	0.5 x 1V x 1A	0
5	(1-50%)		0
6	1V / 13.5V/us x 20KHz	0.5 x 1V x 1A	0
7	100ns x 20kHz	1V x 1A	0
8	13.5V / 13.5V/us x 20KHz	0	0.5 x 13.5V x 1A

簡單的總結，主要的兩部分損耗還是在導通損耗和開關損耗上。

影響導通損耗的主要是導通的電阻,可以選擇導通電阻小一些的mos，減少發熱。

影響開關損耗的主要是電壓上升的速度，所以我們更希望，開通關斷的更快一些。因為在這個時間里，損耗是I*U。

審核編輯：湯梓紅