【導(dǎo)讀】零電壓開關(guān)（Zero Voltage Switch）振蕩電路是功率開關(guān)管在導(dǎo)通和關(guān)斷（模式切換時(shí)）兩端電壓為0（實(shí)際上應(yīng)該是非常接近于0）的電路，這種特性使得電路功率損耗變小，所以被廣泛 應(yīng)用到大功率加熱、高壓電路中。比如在一些LLC 電源， 電磁爐驅(qū)動(dòng)電路中。本文基于 LTspice 仿真，分析了 ZVS 振蕩器的工作原理以及相關(guān)的參數(shù)設(shè)計(jì)。

01 ZVS工作原理

一、背景介紹

零電壓開關(guān)（Zero Voltage Switch）振蕩電路是功率開關(guān)管在導(dǎo)通和關(guān)斷（模式切換時(shí)）兩端電壓為0（實(shí)際上應(yīng)該是非常接近于0）的電路，這種特性使得電路功率損耗變小，所以被廣泛 應(yīng)用到大功率加熱、高壓電路中。比如在一些LLC 電源， 電磁爐驅(qū)動(dòng)電路中。

下面借助于 LTspice 仿真軟件對(duì) ZVS 的工作原理進(jìn)行介紹。請(qǐng)大家注意，一開始在 LTspice搭建ZVS振蕩器仿真[1] 電路，電路并沒有起振工作，經(jīng)過調(diào)整仿真瞬態(tài)參數(shù)，設(shè)定仿真電路電源是從 0V 開始工作，這樣電路便可以正常工作了。

圖1.1.1 ZVS LTspice 仿真電路

1、需要回答的問題

初次接觸到 ZVS 的人對(duì)于這個(gè)電路形式可能會(huì)詢問以下幾個(gè)基本問題：

● 這個(gè)電路是如何振蕩的？

● 電路器件參數(shù)是如何影響電路工作特性的？

● 電路中主要器件設(shè)計(jì)依據(jù)是什么？

二、電路振蕩原理

1、多諧振蕩器

相比于常見到的 多諧振蕩電路[2] ，ZVS電路結(jié)構(gòu)也呈現(xiàn)鮮明的對(duì)稱性，但其中元器件更多，而且還有

諧振回路，ZVS電路工作原理則顯得更加的撲朔迷離。

下面給出多諧振蕩電路的基本電路原理圖，如果你對(duì)于該電路工作原理比較熟悉，這也可以幫助你了解 ZVS 電路振蕩原理。

圖1.2.1 多諧振蕩器原理圖

這類無穩(wěn)態(tài)多諧振蕩電路實(shí)際上是將兩級(jí)反向放大電路串聯(lián)成回路，信號(hào)經(jīng)過回路形成正反饋從而使得電路中的三極管在兩個(gè)狀態(tài)（導(dǎo)通、截止）之間反轉(zhuǎn)。下圖給出了 LTspice 仿真后， Q1 的集電極和基極電壓波形。

圖1.2.2 多諧振蕩器Q1的集電極和基極電壓波形

2、二極管耦合電路

觀察 ZVS 電路，可以看到原來的兩個(gè)耦合從 C1，C2 現(xiàn)在變成了二極管 D1，D2。找元器件現(xiàn)貨上唯樣商城下面給出了 ZVS 電路中最核心的六個(gè)器件組成的反向耦合電路。這個(gè)電路具有三個(gè)特殊的平衡狀態(tài)。

● 平衡態(tài)1：M1截止，M2導(dǎo)通：這是一個(gè)穩(wěn)態(tài)。M1截止，使得 D1不導(dǎo)通。因此 R2 將電源施加在 M2 的柵極維持 M2 的導(dǎo)通；M2導(dǎo)通之后， D2 通過 M2 把 M1 的柵極接地，從而使得 M1繼續(xù)截止。

● 平衡態(tài)2：M1導(dǎo)通，M2截止：這是一個(gè)穩(wěn)態(tài)。分析的方法與上面穩(wěn)態(tài)相同。

● 平衡態(tài)3：M1,M2處在放大狀態(tài) ：這是一個(gè)不穩(wěn)定的平衡態(tài)。

圖1.2.3 ZVS電路中的核心器件

在 LTspice 中，通過仿真可以計(jì)算出 M1，M2放大狀態(tài)時(shí)， M1，M2 對(duì)應(yīng)的漏極和柵極電壓。下圖給出了 M1 的柵極電壓（Vn002）以及漏極（Vn004）。電源通過 R1，R2 給 M1、M2 的柵極提供偏置電壓，這個(gè)電壓又通過 D1，D2 連接到 M2，M1的漏極。所以 M1，M2 的漏極比柵極電壓低了一個(gè)二極管的導(dǎo)通電壓（大約 0.7V）。

圖1.2.4 LTspice 對(duì)M1,M2放大狀態(tài)的仿真結(jié)果

上面仿真驗(yàn)證了 M1、M2 都處在對(duì)稱放大狀態(tài)的存在，但這個(gè)狀態(tài)屬于不穩(wěn)定狀態(tài)， 一點(diǎn)點(diǎn)的擾動(dòng)可能使得電路變換到平衡態(tài) 1 或者平衡態(tài) 2。這是因?yàn)椋?/p>

● 兩個(gè) MOS 管組成的放大電路，形成正反饋；

● 每一級(jí) MOS 的放大電路的增益在平衡態(tài)時(shí)增益大于1；

3、MOS單管放大電路

為了驗(yàn)證上面基本電路中 MOS 管處在放大狀態(tài)下的增益大于1， 下面對(duì) MOS 管電路放大特性進(jìn)行仿真求解。

（1）MOS管單管跨導(dǎo)放大特性

首先通過下圖測(cè)試 MOS 管（IRF1310）的柵極電壓與漏極電流之間的關(guān)系。

圖1.2.5 測(cè)試 MOS 管的柵極電壓 Vgs 與 漏極電流 Ids之間的關(guān)系

下圖給出了柵極電壓與漏極電流之間的仿真結(jié)果。可以看到當(dāng)輸入電壓超過 3.7V 之后， 漏極電流便開始快速上升。在不同的柵極電壓下（或者說在不同的漏極電流

下） MOS 管的柵極電壓與漏極電流之間的動(dòng)態(tài)跨導(dǎo)

定義為：

圖1.2.6 MOS管柵極電壓與漏極電流之間的關(guān)系

利用仿真得到的數(shù)值

，通過各自的差分比值獲得 MOS 柵極到漏極之間的跨導(dǎo)

，如下是計(jì)算出的曲線。可以看到 MOS 的跨導(dǎo)與漏極電流大體上可以使用平方根函數(shù)進(jìn)行建模，根據(jù)計(jì)算數(shù)據(jù)獲建模參數(shù)為：

圖1.2.7 MOS管跨導(dǎo)與漏極電流之間的關(guān)系以及平方根建模數(shù)據(jù)

（2）MOS單管放大器

下面使用單個(gè) MOS 管搭建放大電路，電路的放大倍數(shù)等于：

。其中

是電路靜態(tài)漏極電流工作點(diǎn)。通過仿真可以求出

。根據(jù)前面求出的跨導(dǎo)模型，可以計(jì)算出

，因此，可以計(jì)算出電路放大倍數(shù)約為：

。

圖1.2.8 單個(gè)MOS管放大電路

下面是在電路輸入施加 峰峰值為0.01V的信號(hào)時(shí)，電路輸出峰值為1V的交流信號(hào)。因此電路實(shí)際放大倍數(shù)為 100 左右。

單個(gè)MOS管輸入輸出電壓信號(hào)

通過上述仿真計(jì)算，驗(yàn)證了 MOS 管處在放大狀態(tài)增益遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于 1。

4、ZVS振蕩器

由于二極管耦合電路具有兩個(gè)穩(wěn)態(tài)，所以該電路上電之后便停留在兩個(gè)穩(wěn)態(tài)之一，并不振蕩。如果在兩個(gè) MOS 管的集電極增加一個(gè)電感之后，強(qiáng)制在兩個(gè) MOS 管的漏極之間建立一個(gè)直流通道，電路便不會(huì)在兩個(gè)穩(wěn)態(tài)之間持續(xù)停留了，會(huì)發(fā)生什么呢？下面看看仿真后的結(jié)果。

圖1.2.10 在兩個(gè)MOS管的漏極之間增加一個(gè)電感

此時(shí)二極管耦合電路開始震蕩，也就是在兩個(gè)穩(wěn)態(tài)之間來回切換。在上面電路圖參數(shù)下，振蕩頻率為 213KHz，這應(yīng)該是 L1 與 兩個(gè) MOS管雜散電容諧振的頻率。

圖1.2.11 M1，M2漏極電壓信號(hào)

如果在 L1 上并聯(lián)一個(gè)電容 C1， 電路震蕩頻率由 L1、C1的諧振頻率決定。

圖1.2.12 在L1上并聯(lián)諧振電容C1

下圖顯示了并聯(lián)諧振電容 C1 之后，電路上電后起振時(shí)兩個(gè) MOS 管漏極電壓波形。震蕩頻率為 35.04kHz，這個(gè)頻率與 C1、L1諧振頻率相同。

圖1.2.13 增加諧振電容電路起振后兩個(gè)MOS管漏極電壓波形

通過以上分析可以看到 ZVS 基本電路起振原理比較簡(jiǎn)單，在二極管耦合電路的基礎(chǔ)上，通過將 LC 諧振電路連接在兩個(gè) MOS 管的漏極，使得電路無法停留在兩個(gè)穩(wěn)態(tài)狀態(tài)，只能夠在兩個(gè)穩(wěn)態(tài)之間來回切換，切換的頻率最終有 LC 諧振頻率決定。

三、振蕩電路的改進(jìn)

1、電路缺點(diǎn)

上面 ZVS 電路雖然能夠振蕩，但它存在一定的缺點(diǎn)。首先，電路振蕩幅度不受控制。在電路每一次切換過程中， 在 C1 上的電壓低于電源電壓的器件， 電源總可以通過 R1，R2， D1，D2向 C1 充電，這個(gè)電能會(huì)疊加在 LC 諧振回路中。當(dāng) C1 上的電壓超過 12V 時(shí)， 截止的二極管和 MOS 管又阻止 LC中的能量消耗，這就會(huì)使的 LC 諧振電壓越來越多。

下圖顯示了電路在 0.1 秒鐘之后 MOS 管漏極震蕩電壓就超過了 180V， 這個(gè)電壓已經(jīng)超過了 IRF1310 的 Vds 最高耐壓了。

圖1.3.1 MOS管電壓波形

電路的第二個(gè)缺點(diǎn)就是 LC 諧振回路帶負(fù)載能力弱。比如在 LC 諧振回路上并聯(lián)一個(gè)負(fù)載電阻 R3（100歐姆）， 此時(shí)兩個(gè) MOS 管的漏極電壓峰值降低到 3.3V。這主要是因?yàn)殡娫茨芰啃枰?jīng)過 R1、R2才能夠補(bǔ)充到 LC 回路，所以損耗比較大。

圖1.3.2 在LC諧振回路增加負(fù)載電阻R3之后的電路圖

圖1.3.3 增加負(fù)載之后MOS管漏極電壓波形

2、電路改進(jìn)

為了消除上面的缺點(diǎn)，考慮將電源電壓直接引入 LC 諧振回路。把原來的電感 L1 分成兩個(gè)對(duì)稱的電感 L1，L2，然后再使用一個(gè)扼流圈 L3 將 L1，L2 中點(diǎn)連接到電源 V1 上。這樣電源直流電能便可以通過 電感 L3直接補(bǔ)充到諧振回路中了。

圖1.3.4 通過扼流圈L3直接把電源引入LC諧振回路

之所以使用扼流圈，也就是數(shù)值比較大的電感 L3 連接 LC 諧振回路到電源，是為了隔離 LC 諧振回路與電源之間的交流通道，即 LC 諧振回路的頻率和波形不會(huì)因?yàn)榻尤腚娫炊l(fā)生改變，因此要求 L3 的電感量比較大，需要比 L1、L2的電感量超出一個(gè)數(shù)量級(jí)以上。

下面是電路中兩個(gè) MOS 管漏極電壓以及 L1、L2 中點(diǎn)電壓波形。

圖1.3.5 兩個(gè)MOS管漏極電壓以及L1L2中點(diǎn)電壓波形

LC 諧振回路兩端電壓波形應(yīng)該是正弦波，由于諧振回路兩端被兩個(gè) MOS 管分別在兩個(gè)半周期接地，所以在每個(gè) MOS 管的漏極就出現(xiàn)了正弦波半波整流電壓波形。L1、L2中點(diǎn)的電壓波形是兩個(gè) MOS 管漏極電壓的平均值，所以它是正弦波的全波整流波形。

施加在扼流電感 L3 兩端的電壓，一端是電源電壓 V1， 一端是L1、L2中點(diǎn)電壓。當(dāng) L1、L2中點(diǎn)電壓的平均值低于電源電壓 V1 時(shí)， L3 中的流向諧振回路電流變化增加，持續(xù)向 LC 諧振回路增加能力。如果 L1、L2 中點(diǎn)電壓平均值低于 電源電壓 V1 時(shí)， L3 中的電流變化減少，甚至反向流向電源 V1。

因此，在電路震蕩平衡時(shí)， L1、L2 中點(diǎn)電壓的平均值應(yīng)該等于電源電壓 V1。對(duì)于峰值為 E 的 全波整流信號(hào)，對(duì)應(yīng)的平均值為

，所以有：

MOS 管漏極電壓峰值為 L1、L2 中點(diǎn)電壓峰值的兩倍，所以可以得到 MOS 管兩端正弦半波整流的峰值電壓為

。在上面仿真電路中，由于

，所以 MOS 管兩端峰值電壓為 50.3V 左右。

下面在 LC 回路兩端并聯(lián)負(fù)載電阻 R3=32Ω，經(jīng)過仿真，仍然可以看到電路振蕩幅度維持在 50V 以上，這也顯示了 LC 諧振回路很強(qiáng)的帶負(fù)載能力。

圖1.3.6 在諧振回路并聯(lián)負(fù)載電阻

下圖顯示了兩個(gè) MOS 管漏極電壓和 L1、L2 中點(diǎn)電壓波形。由于負(fù)載電阻 R3 已經(jīng)小于 LC 諧振時(shí)對(duì)應(yīng)的 L 感抗（大約在44.7歐姆），所以 LC 振蕩波形已經(jīng)有了明顯的失真了。

圖1.3.7 增加有負(fù)載電阻后的MOS管漏極以及L1,L2中點(diǎn)電壓波形

如果想進(jìn)一步提高電路中 LC 回路帶負(fù)載能力， 需要減少 L1、L2 的電感，增加 C1的電容，這樣便可以增加 LC 回路儲(chǔ)能數(shù)量， 降低諧振時(shí) L 對(duì)應(yīng)的感抗。比如在上述電路中， 將 L1、L2的電感減少到 20uH， C1增加到 500nF，LC 諧振頻率不變，仍然并聯(lián) 32Ω 的電阻負(fù)載，電路振蕩波形如下圖所示。可以看到電路振蕩受到影響很小。

圖1.3.8 電路振蕩波形

3、MOS管柵極保護(hù)

為了進(jìn)一步提高電路功率輸出，可以提高電路的工作電源 V1 的電壓值。由于 MOS 管的柵極與源極之間具有最大耐壓限制，比如對(duì)于 IRF1310 MOS 管， Vgs最大不超過 ±20V，所以需要對(duì) MOS 管的柵極增加保護(hù)，一般是通過增加穩(wěn)壓二極管來限制 MOS 管的最大電壓。

圖1.3.9 IRF1310 柵極最大電壓限制

在最初大家看到的電路中， 穩(wěn)壓二極管 D1 ，D2 就是用于保護(hù)兩個(gè) MOS 管柵極電壓的。并聯(lián)的 R1，R2 是為了加快 MOS 管柵極電壓更快的降低。

四、電路參數(shù)設(shè)計(jì)

根據(jù)前面介紹的 ZVS 工作原理，對(duì)于電路中的 MOS管參數(shù)、LC 諧振回路參數(shù)、保護(hù)二極管耐壓等都比較容易選擇。下面對(duì)于電路中其它的器件參數(shù)進(jìn)行討論。

1、扼流線圈

扼流線圈一方面是放置 LC 回路受到電源回路的影響，同時(shí)也能夠降低 ZVS 電路在起振過程沖擊電流，它的電感比 LC 諧振回路中的電感要大一個(gè)數(shù)量級(jí)以上。

扼流線圈也會(huì)與 LC 回路中的電容形成諧振關(guān)系，影響 LC 電路振蕩幅度。下面是扼流圈電感去 1000nF時(shí)，ZVS 電路起振過程中 MOS 管漏極電壓信號(hào)，可以看到由于扼流線圈引起電路在起振過程中出現(xiàn)幅度的波動(dòng)。

圖1.5.1 ZVS起振過程中MOS漏極電壓信號(hào)

扼流線圈電感量增加也會(huì)帶來線圈體積、串聯(lián)電阻的提升，所以在工程設(shè)計(jì)中需要進(jìn)行折中。

2、偏置電阻

ZVS 電路中的兩個(gè)偏置電阻 R3，R4 取值會(huì)影響到 MOS 管柵極開啟電壓的速度。下面給出了電路 MOS 管的漏極電壓和柵極電壓波形，其中偏置電阻取 470 歐姆。由于二極管的作用， MOS 管的柵極電壓下降比較快，但上升過程，則是由兩個(gè)偏置電阻引起柵極電壓的上升。因此，偏置電阻需要盡可能減小，提高 MOS 管導(dǎo)通速度。

圖1.4.2 MOS管漏極和柵極電壓波形

下圖給出了偏置電阻取 1000Ω 時(shí)，電路振蕩波形，可以看到 MOS 管柵極電壓上升明顯減緩了，這樣就會(huì)增加 MOS 開啟過程中的功耗。

圖1.4.3 MOS管漏極和柵極電壓波形

當(dāng)然， R1， R2也不能夠太小，否則兩個(gè)電阻上的功耗也會(huì)增加。

總結(jié)

本文基于 LTspice 仿真，分析了 ZVS 振蕩器的工作原理以及相關(guān)的參數(shù)設(shè)計(jì)。