交通運輸行業的全球電氣化需要開發高效且具有成本效益的電氣化動力系統解決方案。牽引系統中 800 V 的應用實現了快速充電的優勢，并可以減少導體的橫截面積以降低重量和成本。

由于電池仍然是電驅動系統的最主要成本構成，因此以最高效的方式使用電池提供的能量是很重要的，從電能到機械能的轉換效率即電驅動系統效率就顯得及其重要。為了提高效率，必須減少功率損耗：

①逆變器的功率損耗必須保持在較低水平；

②同時必須降低電動機的諧波損耗。

碳化硅 (SiC) 技術的應用，為 800 V 系統提供了實現這兩個目標的可能性。

眾所周知，SiC功率器件比硅Si更高效，因為輕載導通損耗和開關損耗都更低。SiC技術可實現更高的開關頻率，從而通過降低諧波損耗來提高電機的效率。SiC半導體材料特性、效率優化的模塊設計以及改進的控制技術相結合，組成了由逆變器 和電機組成的高效牽引系統。對于優化設計后的系統，在 WLTP 循環中，驅動系統效率可提高4?8%。

01

電驅系統效率提升

純電動汽車 (BEV) 的成功取決于兩個主要方面。汽車的購置成本和客戶可用性。BEV 的電池續航里程仍然是客戶可用性最重要的特征之一。

電池續航里程定義了每次電池充電的最大行駛距離和長途旅行的充電時間。這兩個標準都會受到牽引系統電壓水平的影響。更高的 800 V 系統電壓而不是 400 V 的通用電壓允許在恒定電纜橫截面下更快地為電池充電（大功率充電、超快速充電）。

目前的產品中，IGBT用作逆變器中的開關元件，在 800 V 的電壓下表現出效率劣勢，因為IGBT開關損耗太大。要高效使用更高的電壓，需要更高效的開關技術，請參見圖1。

SiC?MOSFET的應用，可以滿足在高電壓平臺下高開關頻率的高效優勢，以及高壓擺率 (dv/dt) 。更高的開關頻率降低了電機的諧波損耗。因此，SiC是通往更高系統電壓的關鍵技術。

如果可以找到電機和逆變器的兩條隨開關頻率相反運行的損耗曲線之間的最佳平衡，則 WLTP 系統級（800 V Si 系統與 800 V SiC 系統相比）的效率可能提高 4 % 至 8 %）。效率描述了存儲在電池中的能量與用于產生牽引力的能量之比。

因此，更高的效率可以實現在電池容量相同的情況下更長的里程，或者在電池容量降低的情況下產生里程不變。因此，提高效率是優化 BEV 成本的最大措施。SiC 技術應用帶來的是系統成本優勢，因為它們可以節省更多的電池。

以下基于前大陸動力總成具有 SiC MOSFET 的 800 V 的EMR4 的電力電子控制器（逆變 ）來分析。

02

開關頻率和電壓

壓擺率(dv/dt)在系統層面的影響

在電機運行期間，逆變器將電池提供的直流電壓轉換為快速脈沖電壓。該脈沖電壓會產生諧波交流 (AC) 電流。交流相電流產生轉子跟隨的旋轉電磁場。通過這種方式，脈沖電信號逐漸接近均勻正弦波形（40 kHz 及更高）的最佳值，高頻損耗減小。電流的頻譜變得“更干凈”，從而減少了以發熱形式出現的諧波損耗。

圖2 顯示了損耗開關頻率之間的關系? 其中：

電機的總損耗 – PL,EM,total

逆變器總損耗 – PL,PE,total

– 在牽引系統的某個工作點。

電機損耗曲線為綠色，紅色為電力電子損耗。

特性曲線描述了每個參數的開關頻率的理論相關性：隨著開關頻率的增加，電機諧波損耗Ph,total 逐漸減少，所以總電機損耗 PL,EM,total 逐步向純正弦電流波形產生的鐵損值收斂 PL,total （水平虛線）。顯示的圖表是電機高分辨率 FEM 模擬的結果 。灰色標記頻率區域的頻率相關功率損耗的準確性相對于20kHz之前要低，由于仿真的模擬步長為5us。

逆變器總損耗 PL,PE,total 由導通損耗PL,cond和開關損耗 PL，SW 組成，開關損耗隨開關頻率線性增加。同時，該半導體的導通損耗不受開關頻率的影響。因此，逆變器總損耗預計會隨著開關頻率的增加而線性增加，與開關損耗的增加相同，見圖2。

上述分析基礎是一個 800 V 系統，逆變器中使用了 SiC MOSFET。特征曲線在圖2 展示了 SiC 技術在逆變 功率模塊中的關鍵作用，作為實現最高系統效率的關鍵因素。圖2 進一步表明，系統級的最佳開關頻率必須定義為提高效率（平衡點）的影響因素。

與Si逆變相比，SiC逆變技術的全部潛力基于開關頻率和壓擺率高10倍的可能性。圖3演示了電壓壓擺率 (dv/dt) 對逆變損耗的影響。

帶有 SiC MOSFET 的高效 800 V 牽引系統的當前開發研究了如何在不產生額外的干擾的情況下使用 SiC 技術的潛力（參見第 3 章和第 4 章），為了充分發揮 SiC 技術的潛力，必須考慮系統在高開關頻率和高電壓壓擺率下的電磁兼容性 (EMC) 以及噪聲振動 (NVH) 問題。如圖2所示，特別是較低的開關頻率對 NVH 具有關鍵影響。EMC正好相反，較高的開關頻率和壓擺率會導致更多的干擾。

03

對逆變器的影響

當今最先進的 400 V Si?IGBT 逆變 在 8 至 10 kHz 的開關頻率下運行。電壓壓擺率通常高達 5 kV/μs。圖 4 顯示了單個逆變系統 (Si / SiC) 的差異以及不同輸出功率下產生的損耗。累積的總功率損耗分為開關損耗和導通損耗。

傳統 Si 技術和 SiC 技術在 800 V 下的總功率損耗之間存在顯著差異。該圖證實了 800 V 電壓只能與 SiC 半導體一起使用。

評估逆變器的決定性因素是驅動系統在 WLTP 循環工況下的效率。圖 5 說明了逆變器對 WLTP 中系統效率的影響。條形圖的黃色部分顯示了 800 V SiC 相對于 800 V Si 解決方案的優勢——盡管在這兩種情況下都只應用了 10 kHz 的開關頻率和 5 kV/μs 的電壓壓擺率。配備 SiC 半導體的逆變 可能會在更高的頻率和轉換率下運行（典型值：開關頻率：10 ... 40 kHz，dv/dt：5 ... 50 kV/us）。左側的第二個欄圖 5 顯示了如果將 Si 逆變 用于800 V 系統，損耗將如何變化。

圖1 - 5所示SiC技術在不同方面的更高效率是基于嵌入在硅中的碳原子在材料基體中的高載流子遷移率。

由于導通電阻低，在SiC半導體中產生的熱損失很低。這允許更高的開關頻率，緊湊的封裝空間和減少功率模塊的冷卻能力需求。因此，SiC半導體比Si半導體需要更小的封裝空間，可以實現更高的功率密度。

3.1 更高導電性的優勢

在今天的汽車牽引逆變器(400 V系統電壓水平和高達10 kHz的開關頻率)低損耗硅IGBT與一個并聯的二極管(自由運行分別回流到電池)。反向電壓(反電勢)在650…750之間時，IGBT需要比較復雜的控制，但由于在額定電壓下的高效率，它就像“完美的開關”一樣工作。Mosfet(金屬氧化物半導體場效應晶體管:簡單地說:電壓控制電阻)更容易控制。在Si基半導體材料基礎上，在開關過程中Mosfet比硅IGBT有更高的電阻(R)(R在漏/源上= Rdson)。

在400 V時，較高的硅MOSFET功率損耗已經不適用，在800 V時，它們被排除在選項之外(見圖5)。硅MOSFET的反向耐壓越高，其Rdson越高。在600v電壓水平以上，這種特點對整體效率有巨大影響。此外，還必須考慮在更高電壓下增加的冷卻成本。

在4H襯底(極高載流子遷移率的四元矩陣)中使用SiC技術的Mosfet在開關過程中表現出比使用Si技術更高的效率。低Rdson的優勢是SiC MOSFET半導體在800 V逆變器應用的主要原因。

較寬的帶隙和較低的表面電阻上較高的擊穿電壓，允許以較高的壓擺率切換高電壓，以上這些都是SiC的材料優勢。由于更低的Rdson，開關損耗較低，可以應用較高的開關頻率，見圖6。特別是在輕載時，低導通損耗有對工況效率意義巨大。

考慮到所有的限制條件，例如功率模塊的連接接口，SiC技術可能實現功率模塊體積減少25…50%。SiC比Si具有更高的導熱系數，這為熱損耗的更好傳導散熱提供了可能。同時，SiC半導體可以在更高的溫度下工作。以上這些這就提供了逆變器設計要求的高功率密度條件。

綜合分析表明，SiC可以提高逆變器的效率，降低開關損耗，減少封裝體積，減少冷卻能力，提高工作溫度，減少功率模塊的重量。

與400V Si逆變器相比，400V SiC逆變器可以設計得更加緊湊。800V SiC逆變器需要更大的體積，因為爬電距離和電氣間隙要求更大。

原則上，SiC技術的優勢也可以與400V系統結合使用，但只有在逆變器中才能實現效率優勢。額外的優勢，如超高速充電需要更高的電壓。為了研究SiC的優勢，在整車上對一個400V SiC逆變器樣機進行了測試。采用SiC技術的800V逆變器目前正處于測試階段。

3.2 SiC的壓擺率(dv/dt)優勢

如圖7所示，在SiC半導體中，通過增加壓擺率dv/dt可以降低開關損耗。與硅相比，該技術具有更大的潛力，因為換相電路中較高的轉頻率和可調整的雜散電感降低了功率損耗。這就需要優化柵極源電路中的雜散電感。由于換相電路中極低的雜散電感的實現成本相對較高，因此在系統級上定義平衡的dv/dt是優化的一部分。

在一定的dv/dt下模擬雜散電感。結合開關頻率的增加，可以模擬一個WLTP周期的總功率損耗。在5…20kv /μs壓擺率范圍內，雜散電感處于較低水平時，對WLTP損耗是明顯的。

3.3 電磁兼容性

眾所周知，高頻開關過程會引起電磁干擾。為了在牽引逆變器中應用碳化硅Mosfet，必須研究高開關頻率和壓擺率與高屏蔽和濾波效果之間的權衡。圖8顯示了開關頻率加倍(10 kHz到20 kHz)對典型測量中的干擾頻和干擾強度。在20kHz時，干擾強度增加約6dB。僅僅提高開關頻率并不能得到最優解決方案。必須研究SiC的最優控制參數，這將使系統具有良好的電磁兼容性能條件下，在可能的開關頻率下可接受的開關損耗得到最佳的效率增加。

04

電機設計

800V應用的一體化高效電驅動的開發基礎是大規模系列生產的EMR4電機系統。EMR4將比EMR3有更大的可擴展性，更多可能的子組件組合(作為800V逆變器選項)。此外，互連設計將更加標準化，互連的可擴展性也將提高。特別是在低功耗應用中，組裝空間將會減少。與EMR4設計相比，通過改變互連設計，800V電機的線圈數量增加了一倍。

4.1采用碳化硅技術提高電機效率

第3章的功率損耗分析表明，在相同的冷卻能力下，SiC mosfet能夠實現更快、更頻繁的開關。較高的開關頻率可以提高電機的效率。開關頻率越高，諧波電流越小。因此，增加開關頻率可以降低逆變器提供的諧波輸入功率。

圖9在功率流圖中演示了前面一節中描述的方面。通常的功率流(灰色)從輸入功率，通過氣隙功率，到軸上的機械輸出功率。定子和后來的轉子的功率損失是通過散熱傳遞的。紅色表示的是完全轉化為熱量而不影響機械功率的諧波輸入功率。采用碳化硅技術可以降低800V電機的諧波損耗。

4.2 800V電機的設計參數

眾所周知，變頻供電的電機比由恒定頻率的正弦波供電的恒速運行的電機應力更大。圖10顯示了快速開關逆變器對電機造成的額外影響。800 V SiC技術的應用需要更仔細地觀察電機的絕緣系統和軸電流。

雖然逆變器提供的上升時間很短的高頻電壓脈沖為高效系統創造了基礎，但這些脈沖增加了對電機的壓力。特別是在高輸出功率時，可以觀察到最高的壓擺率。

系統設計的目標是在低諧波損耗和由于高開關頻率和壓擺率而增加的絕緣系統要求和電機的使用壽命之間找到適當的平衡。這兩個方面的最佳平衡對碳化硅牽引系統的設計具有重要意義。

電機的絕緣系統必須承受過沖電壓，這是由于800V的電壓水平與高開關頻率和dv/dt的結合而產生的。

這些系統的測試電壓也會增加。電機和逆變器輸出端子之間的電纜長度必須設計得盡可能短，以防止由于反射電壓波而產生額外的電壓過沖。

圖 10 中的反射系數 r 和電機阻抗 Z 說明了這一方面的問題。通過選擇最佳 dv/dt 以及最佳上升時間，應考慮臨界電纜長度與上升時間直接相關。由于這種關系，電壓上升時間不能按需要選擇得那么高。這意味著要開發 EMR4 的 800 V平臺，必須研究絕緣系統的行為和使用壽命。

高電壓峰值會導致局部放電，因為峰值電壓（例如導體和疊片之間的電壓）可以達到在薄弱點破壞絕緣系統的水平(PDIV問題)。這會導致絕緣系統在短時間內發生故障。產生的電流會對絕緣系統產生永久應力。結果，系統升溫并老化。

了解電壓脈沖對使用壽命的影響很重要。相應的局部放電測量結果用于絕緣系統的設計。

此外，調速電機中存在在逆變器運行下引起高頻軸承電流的問題。這些包括由電機軸末端電位差引起的循環電流（軸、軸承、定子、定子外殼、軸承、軸），以及電容性軸承電流（也稱為 dv/dt 電流）和放電由于共模軸承電壓 Ub 的時間變化而產生的放電(EDM) 電流。

當軸承潤滑劑的潤滑膜容量局部擊穿時，EDM 電流在高振幅放電電流峰值時出現。在汽車領域，EDM 電流被認為與實際應用相關。共模軸承電壓 Ub 與共模電壓 U0 的比值——所謂的軸承電壓比 (BVR)——可用于對預期 EDM 電流的初步估計。在不同工作點的軸承電壓的高分辨率測量中，可以觀察到特征電壓峰值，表明相關的放電電流。可以根據軸承的使用壽命確定關鍵工作點。在確定潛在工作點后，對這些工作點的高比例進行連續測試，并評估軸承的使用壽命。

如圖 10 所示，軸承電壓Ub 通過電容分壓器連接到共模電壓 U0。它由寄生電容（繞組外殼 Cw,h，繞組轉子 Cw,r 轉子外殼 Cr,h）和軸承阻抗 Zb 組成。等效電路圖顯示了防止 EDM 電流的措施，例如使用軸接地、定子繞組頭的靜電屏蔽或使用控制方法將U0降至最低。

05

系統分析

前面的章節展示了 SiC 技術在組件級別的影響和可能性。下一步是在成本和效率方面將優勢整合到優化的牽引系統中，同時還要考慮 NVH 和 EMC問題。

5.1 在 WLTP 工況上轉移單個特征點

為了根據扭矩-速度特性圖中的測量值評估 WLTP 工況下的有效性，選擇 WLTP 中累積最大的點作為測試的測量點。圖 11 顯示了 帶有 EMR4 系統的 D級車驅動系統直方圖值。定義了 35 個操作點，并在電機測試臺上以不同的開關頻率結合不同的壓擺率進行測量。

5.2 測試結果的討論

對測量結果的評估揭示了兩個對 SiC 技術的進一步發展具有決定性意義的關鍵發現。對于基本測量，在逆變器中實施了高電壓和低壓擺率。在某些操作點，高壓擺率對應于 10 kV/μs，低至 5 kV/μs。

圖 12 顯示了在中速范圍內低扭矩的一個工作點上器件級別和系統級別的功率損耗差異。逆變器的功率損耗預計會隨著開關頻率的增加而增加，并且在測量精度內無法檢測到 5kV/μs 和 10kV/μs 之間的差異。這是由于依賴于操作點的壓擺率，它在低負載下的影響很小。另一方面，電機的功率損耗隨著開關頻率的增加而降低，但也會對 10 kV/μs 的更高電壓轉換率做出反應。這一優勢補償了由于更高的開關頻率而導致的系統級更高的逆變器損耗。總的來說，它提高了系統效率。

在圖 13 中可以觀察到 10 kV/μs 對更高電流的逆變器級別的優勢，因為整體逆變器損耗隨著逆變器電流（分別是逆變器輸出功率）的增加而增加。與低速下測得的性能相比，電機性能可能沒有變化，但在高于 8 kHz 的更高開關頻率下，在系統級僅觀察到微小的改進。通過調整更高的壓擺率，圖 13 中觀察到的優勢應轉移到特性曲線中的所有操作點。

5.3 WLTP 節能評估

測量值用于校準逆變器和電動機的仿真模型，以識別 WLTP 循環中的整體效率，并模擬未來的其他工況循環。為了初步表明 SiC 技術的效率潛力，系統級的測量損耗已轉換為特性圖。已經通過適當的插值方法建立了足夠精確的網格，以表示驅動模擬中的整個循環。圖 14 顯示了作為示例的特征系統圖，電壓壓擺率為 5 kV/μs，開關頻率為 12 kHz。

圖 15 顯示了 D 級車輛在 WLTP 循環中的結果，限值介于 5 kV/μs（6 和 12 kHz）和 10 kV/μs（6 和 12 kHz）之間。WLTP 中 PWM 頻率的增加導致電機效率的增加。此外，它證實了逆變器輸出電壓壓擺率的增加會導致逆變器中 6 kHz 和 12 kHz 的電氣損耗降低。

根據圖 14 和 15，計算出的逆變器損耗減少值低于開發目標。因此，測得的工作點效率提高和隨后映射到 WLTP 表明，通過減少碳化硅半導體的開關損耗，WLTP 可以實現顯著優勢。優化的下一步是增加頻率和電壓壓擺率。

5.4 優化

從所進行的研究可以推斷，通過在逆變器中使用碳化硅半導體，除了調制方法和開關頻率變化等控制策略的經典參數外，還可以使用新參數來提高效率。電壓壓擺率提供了除開關頻率之外優化系統效率的可能性。

06

總結與展望

由于提高效率的巨大潛力，半導體材料碳化硅的使用面臨著高壓應用的突破。系統優化提供了實現逆變器和電機最大效率的解決方案。使用 D 級車的例子，通部分工作點的效率提升分析，映射到它們對 WLTP 有效性的影響，提升WLTP工況里程。

眾所周知，碳化硅在開關狀態下比采用硅 IGBT 的當前標準解決方案具有更高的電導率。在車輛層面，與 Si IGBT 相比，使用 SiC MOSFET 可將 800 V 電壓水平的系統效率提高多達 3%。除了這一優勢之外，碳化硅還可以顯著提高逆變器輸出的電壓壓擺率 > 20 kV/μs（理論上），這是當今的硅半導體解決方案所不能達到的指標。與 Si IGBT 相比，在相同開關頻率下的逆變器可以進一步提高 2-4% 的效率。這已在某些操作點上得到驗證。然而，WLTP 中最佳開關頻率和電壓壓擺率的全部潛力的發揮需要進一步研究。

通過增加開關頻率，由于較低的諧波電流和較低動態損耗，電機得到了更高的效率。

開關頻率的增加通常會導致逆變器中開關損耗的增加。使用碳化硅半導體的解決方案可以通過提高電壓轉換率來降低作為逆變器開關頻率函數的整體開關損耗。這種效果可以積極地用于提高逆變器和電機系統的效率。

總體而言，電動機頻率的增加導致效率進一步提高 1-2%。為了減少效率劣勢，必須在 EMC 約束允許的情況下將電壓壓擺率調整為最高。通過使用 SiC 代替 Si 半導體，系統優化在 800 V 的電壓水平下總共提高了 6 – 8% 的效率。

開關頻率增加到 20 kHz，電壓壓擺率增加到 15 kV/μs 是開發過程的下一步。這并不代表碳化硅可以獲得的最大可能值，但考慮到絕緣和 EMC 行為，這些參數在大規模批量生產中是可能的。

為了實現 SiC 技術的效率提升，除了壓擺率和開關頻率的工作點相關調整之外，還必須軟件優化及算法優化進一步提升系統效率。

審核編輯 ：李倩