電動汽車（EV）車載充電機（OBC）可以根據功率水平和功能采取多種形式，充電功率從電動機車等應用中的不到2 kW，到高端電動汽車中的22 kW不等。傳統上，充電功率是單向的，但近年來，雙向充電越來越受到關注。本文將重點關注雙向OBC，并討論碳化硅（SiC）在中功率（6.6 kW）和高功率（11 - 22 kW）OBC中的優勢。

為什么要轉向采用雙向OBC？

隨著汽車世界朝著用更清潔的燃料替代品取代汽油的方向發展，電動汽車運輸的市場區塊正在經歷快速增長。隨著純電動汽車的市場份額不斷增加，每輛車的電池裝機容量也在增加，消費者還要求為大容量電池提供更快的充電時間。尤其是針對高性能的電動汽車，這種需求也促使電池工作電壓從400 V增加到800 V。

配備足夠電池容量的電動汽車將有可能充當儲能系統，實現各種車聯網（vehicle-to-everything， V2X）的充電用例，像是車輛到家庭發電、車輛到電網的應用機會，或是進行車輛到車輛充電。因此，OBC正在從單向拓撲到雙向拓撲轉變，采用雙向 OBC 提高系統效率是一種普遍趨勢。

圖1：雙向OBC支持新型車聯網的使用案例

雙向OBC系統模塊

電動汽車的OBC設計需要高功率密度和最大化效率，以充分利用可用的電動汽車空間并最小化重量。雙向OBC由一個雙向AC/DC轉換器組成，通常是一個功率因數校正（PFC）或有源前端（AFE）電路，后面則跟著一個隔離的雙向DC/DC轉換器。讓我們分別檢查這些模塊。

PFC/AFE 模塊

在輸入端，傳統的PFC升壓轉換器是使用最廣泛的單相拓撲，但它不支持雙向操作并且效率相對較低。圖騰柱PFC通過消除橋式整流器級來提高效率，將傳導路徑中的半導體器件數量從三個減少到兩個。

圖2：從升壓拓撲（a）更改為圖騰柱PFC （b）可提高效率并允許雙向操作。

圖騰柱PFC包含兩個以不同頻率工作的半橋，高頻橋臂進行升壓、整流，以高頻率切換。低頻橋臂主要對輸入電壓進行整流，在50/60 Hz的頻率下切換。

在歐洲的一些地區，三相電源可用于住宅公用事業，通?？梢允褂萌?開關PFC/AFE拓撲，如圖3所示。

圖3：雙向三相6開關PFC拓撲

還有其他類型的三相PFC，例如T型PFC，它是一種三電平轉換器。三電平轉換器的好處是開關損耗更低，電感器尺寸更小。然而，想要獲得這些好處，將會增加系統復雜性、更多的器件數量、更高的總成本和轉換器的總體尺寸。因此，圖3所示的基本2電平三相PFC轉換器，是三相雙向OBC最常用的拓撲。

DC/DC轉換器模塊

單向OBC中的DC/DC轉換器通常是LLC諧振轉換器，但這是一種單向拓撲，在反向工作模式下，轉換器的電壓增益受到限制，從而降低了其性能。因此，圖4中的雙向CLLC諧振轉換器更適合DC/DC級，因為它在充電和放電模式下都結合了高效率和寬輸出電壓范圍。

圖4：雙向CLLC DCDC轉換器

在電動汽車OBC應用中，CLLC采用軟開關來提高效率，采用初級側的零電壓開通（ZVS），次級側ZVS+ZCS開關相結合。

另一種常見的雙向DCDC轉換器拓撲是雙有源橋（DAB）。DAB的操作非常簡單，通過移相調節輸出。然而，它的ZVS范圍有限，并且由于DAB關斷電流高于CLLC，因此其開關損耗高于CLLC。因此，總的來說，DAB的效率低于CLLC。另一方面，CLLC中諧振電路的設計更為復雜。

SiC的諸多優點

SiC因其獨特的高臨界電場、高電子漂移速度、高溫和高導熱性組合，而成為大功率系統的首選。在晶體管級別上，其具備低導通電阻（RDS（on））和低開關損耗，使其成為大電流高壓應用的理想選擇。

除了SiC，大功率設計中的有源器件還有另外兩種選擇，包括硅（Si）MOSFET和 IGBT。對于圖騰柱PFC中的高功率應用，Si MOSFET是不切實際的。Si MOSFET體二極管的反向恢復，導致連續導通模式（CCM）下高功率損耗，因此其使用僅限于非連續模式操作和低功率應用。相比之下，SiC MOSFET允許圖騰柱PFC在CCM中運行，以實現高效率、低EMI和更高的功率密度。對于額定電壓，Si MOSFET在650 V的電壓下，具有良好的RDS（on）性能。對于1200 V，Si MOSFET的RDS（on）對于這種大功率應用來說太高了。

與IGBT相比，SiC MOSFET也具有優勢。IGBT體二極管可以使用超快速二極管代替。但IGBT的最大開關頻率由于其高開關損耗而受到限制。與SiC解決方案相比，低開關頻率增加了磁性器件和無源組件的重量和尺寸。

中功率雙向OBC架構（《6.6 kW）

中功率OBC通常采用單相120 V或240 V輸入和400 VDC母線運行。拓撲是單相圖騰柱PFC，后面跟著CLLC DCDC轉換器，如圖5所示。

圖5：使用SiC和圖騰柱PFC的高效OBC架構

對于6.6 kW，PFC中每個位置可采用兩個60 mΩ MOSFET并聯（例如Wolfspeed E3M0060065K）或用一個25 mΩ MOSFET，DCDC中每個位置可采用一個60 mΩ（E3M0060065K），或一個45 mΩ MOSFET（E3M0045065K）。下表總結了這種雙向OBC設計的器件選擇。

表1：高效雙向OBC架構（3.3 - 6.6 kW）的MOSFET選擇

Wolfspeed團隊基于圖5中的架構設計了一個6.6 kW OBC參考設計，以展示SiC MOSFET在此應用中的性能和實際用途。

該表顯示了相關的需求。

表2：6.6 kW雙向OBC參考設計規格

可在線找到Wolfspeed的6.6 kW高功率密度雙向OBC參考設計的詳細信息。

更高功率的雙向OBC設計（11 kW / 22 kW）

在11 kW或22 kW等更高功率水平下，電池電壓可以是400 V或800 V，但如前所述，目前市場則正朝著800 V發展。圖6顯示了高功率三相雙向OBC的系統框圖。

圖6：高功率三相雙向OBC系統框圖

該設計可兼容400 V或800 V電池。

11 kW設計可以將75 mΩ 1200 V MOSFET（例如Wolfspeed的E3M0075120K）用于PFC和CLLC轉換器的初級側。在次級側，800V電池應用使用與初級相同的75 mΩ MOSFET。40 mΩ 1200 V MOSFET可用于高性能應用，對于400 V電池應用，可以選擇四個650 V 25 mΩ MOSFET作為次級側。

22 kW的設計與11 kW OBC的設計相似，但更高的功率輸出需要更低的RDS（on）器件，可用一個32 mΩ 1200 V MOSFET用于PFC和DCDC的初級側。同樣地，次級側既可以將相同的初級側器件用于800 V母線應用，也可以在400 V應用使用650 V 15 mΩ來替代。

表3總結了大功率三相設計的器件選擇。

表3：11kW和22kW雙向OBC的MOSFET選擇

Wolfspeed為3相雙向OBC設計了兩種參考設計，一種用于22 kW三相PFC，一種用于22 kW DCDC，下表顯示了對大功率22 kW OBC的要求。OBC設計實現了大于96%的整體效率，充電和放電模式的DC/DC峰值效率大于98.5%。有關三相22 kW PFC和22 kW DC/DC的更多詳細信息，請訪問Wolfspeed網站。

表4：用于雙向OBC的22 kW三相PFC和DCDC的高端規格

22 kW基于SiC的參考設計兼容單相輸入和三相輸入

在許多歐洲家庭中，三相電源很容易獲得，但典型的美國家庭、亞洲和南美家庭只有標準的單相240 V。在這種情況下，設計需要大功率的22 kW OBC，它可以同時兼容單相和三相以減少OBC的數量。第四條橋臂被添加到傳統的三相PFC中，這樣設計人員就可以對單相輸入使用交錯技術。圖7顯示了一個交錯式圖騰柱PFC，它具有三個高頻橋臂和第四個低頻橋臂，每個PFC的高頻橋臂通過32 mΩ 1200 V SiC MOSFET提供6.6 kW的功率。低頻橋臂可以使用兩個Si IGBT來降低成本。當三相可用時，該電路可以自動重新配置為三相工作，使第四條橋臂懸空不用。

圖7：用于22 kW單相設計的交錯式圖騰柱PFC

22 kW雙向OBC中比較SiC與Si

在雙向OBC中，基于SiC的解決方案在成本、尺寸、重量、功率密度和效率所有相關方面，都優于基于Si的解決方案。例如，在（為什么在下一個雙向車載充電機設計中選擇SiC而不是Si？）中詳細的比較表明，22kW雙向OBC（圖6中所示）基于SiC的解決方案需要14個功率器件和14個柵極驅動器，基于Si的設計需要22個功率器件和22個柵極驅動器。

在比較性能時，SiC設計實現了97%的效率和3 kW/L的功率密度，而Si設計效率為95%和2 kW/L的功率密度。

最后，從系統成本中表明，基于Si的解決方案比SiC設計高出約18%。6.6 kW的對比也展現了SiC設計的優越性。

與Si設計相比，這些優勢使SiC系統節省的凈壽命約550美元。

關于Wolfspeed SiC器件

雙向功能是電動汽車OBC設計的新趨勢，Wolfspeed SiC MOSFET通過提供具有低導通電阻、低輸出電容和低源極電感的器件，完美融合了低開關損耗和低導通損耗，從而解決了許多電源設計挑戰。與基于Si的解決方案相比，Wolfspeed SiC功率器件技術能夠提高系統功率密度、更高的開關頻率、減少組件數量，以及減少電感、電容、濾波器和變壓器等組件的尺寸，并潛在地降低系統成本。