12V24V轉5V8ADC同步降壓降壓芯片-WD5030

12V24V轉5V8A8ADC同步降壓降壓芯片操作方式：

WD5030是高效，單片，同步降壓型DC / DC轉換器，利用抖動頻率，平均電流模式控制架構。平均電流模式控制可實現對輸出電流的快速精確控制。它可在很寬的VIN范圍內工作，并以低靜態電流進行調節。誤差放大器將輸出電壓與1.0V的內部基準電壓進行比較，并相應地調整峰值電感器電流。過壓和欠壓比較器將關閉穩壓器。

12V-24V轉5V8A同步降壓芯片內置MOS描述：

WD5030是一種高效的單片同步降壓型DC / DC轉換器，利用抖動頻率，平均電流模式控制架構。具有出色的線路和負載調節能力，能夠提供高達15A的連續負載。該器件在7V至30V的輸入電壓范圍內工作，并提供1V至25V的可調輸出電壓 WD5030具有短路和熱保護電路，以提高系統可靠性。內部軟啟動避免了啟動期間的輸入浪涌電流WD5030需要最少的外部組件數量。以及多種保護功能以增強可靠性

12V24V轉5V8A同步降壓芯片內置MOS特征：

1、寬VIN范圍：7V至30V

2、15A連續輸出電流

3、效率高達96％

4、內置可調線路補償

5、個可調輸出電壓

6、+/- 2％輸出電壓精度

7、個集成3mΩ高端開關

8、個集成3mΩ低側開關

9、個可編程頻率（85KHz?300KHz）輕載時的10種突發模式操作

11、內部環路補償

12、內部軟啟動

13、耐熱增強型QFN 5 * 5封裝

12V24V轉5V8A同步降壓芯片內置MOS應用范圍：可充電便攜式設備/網絡系統/分布式電源系統

12V24V轉5V8A同步降壓芯片內置MOS主控制回路：

在正常操作期間，內部頂部功率開關（N溝道MOSFET）在每個時鐘周期的開始時打開，從而導致電感器電流增加。然后，將感應到的電感器電流傳送到平均電流放大器，將其輸出與鋸齒形斜坡進行比較。當電壓超過vduty電壓時，PWM比較器跳閘并關閉頂部功率MOSFET。后

頂部功率MOSFET截止，同步功率開關（N溝道MOSFET）導通，導致電感電流減小。底部開關將保持開啟狀態，直到下一個時鐘周期開始，除非達到反向電流限制并且反向

當前比較器跳閘。在閉環操作中，平均電流放大器創建一個平均電流環路，該環路迫使平均感測到的電流信號等于內部ITH電壓。請注意，該平均電流環路的直流增益和補償會自動調整，以保持最佳的電流環路響應。誤差放大器通過將分壓后的輸出電壓（VFB）與1.0V參考電壓進行比較來調節ITH電壓。如果負載電流發生變化，則誤差放大器會根據需要調整平均電感器電流，以使輸出電壓保持穩定。

12V24V轉5V8A同步降壓芯片內置MOS低電流運行：

不連續導電模式（DCM）可用于控制WD5030在低電流下的操作。當負載電流較低時，突發模式操作會自動從連續操作切換為突發模式操作

24V/12V降5V10A同步大電流恒壓IC輸入過壓保護：

為了保護內部功率MOSFET器件免受瞬態電壓尖峰的影響，WD5030不斷監視VIN引腳是否存在過壓情況。當VIN上升至38V以上時，調節器通過關閉兩個功率MOSFET來暫停工作。一旦VIN降至37V以下，調節器將立即恢復正常工作。退出過壓狀態時，穩壓器執行其軟啟動功能

12V24V轉5V8A同步降壓芯片內置MOS頻率選擇和關閉：

WD5030的開關頻率可通過外部電阻在85kHz至300kHz之間進行編程，通過將此引腳浮動，可將開關頻率設置為130K，外部電阻可將頻率設置為300KHz。使用FS引腳將開關頻率設置為如表2所示：
表2

當FS引腳低于0.6V時，WD5030進入低電流關斷狀態，從而將直流電源電流降至1.3mA。

12V24V轉5V8A同步降壓芯片內置MOS參考應用：

一、應用信息：

輸入電容(CIN)選擇需要輸入電容CIN來過濾頂部功率MOSFET漏極處的方波電流。 為防止發生大的電壓瞬變，應使用尺寸適合最大RMS電流的低ESR輸入電容器。 最大RMS電流由下式給出：

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該公式在VIN = 2VOUT時具有最大值，其中：IRMS?IOUT / 2這種簡單的最壞情況通常用于設計，因為即使明顯的偏差也無法提供很多緩解。 請注意，電容器制造商的紋波電流額定值通常僅基于2000小時的使用壽命，因此建議進一步降低電容器的額定值，或者選擇額定溫度高于要求溫度的電容器。 幾個電容器也可以并聯以滿足設計中的尺寸或高度要求。 對于低輸入電壓應用，需要足夠大的輸入電容，以最大程度減少輸出負載變化期間的瞬態影響。

二、輸出電容器(COUT)選擇

COUT的選擇由有效串聯電阻(ESR)決定，該串聯電阻可最大程度地減小電壓紋波和負載階躍瞬變以及確保控制環路穩定所需的大容量電容。 回路穩定性可以通過查看負載瞬態響應進行檢查。 輸出紋波△VOUT由下式確定：

在最大輸入電壓下，輸出紋波最高，因為△IL隨著輸入電壓而增加。 為了滿足ESR和RMS電流處理要求，可能需要并聯多個電容器。 干式鉭，特殊聚合物，鋁電解和陶瓷電容器均采用表面貼裝封裝。 特殊的聚合物電容器的ESR非常低，但比其他類型的電容器具有更低的電容密度。 鉭電容器具有最高的電容密度，但重要的是僅使用經浪涌測試的類型用于開關電源。 鋁電解電容器具有較高的ESR，但只要考慮到額定紋波電流和長期可靠性，就可以用于對成本敏感的應用中。 陶瓷電容器具有出色的低ESR特性和較小的占位面積。

三、電感選擇

給定所需的輸入和輸出電壓，電感值和工作頻率決定了紋波電流：

較低的紋波電流可減少電感器中的功率損耗，輸出電容器中的ESR損耗以及輸出電壓紋波。 在低頻下以小紋波電流實現最高效率的工作。但是，要實現這一點需要大電感器。 在組件尺寸，效率和操作之間需要權衡頻率。 合理的出發點是選擇一個紋波電流，該紋波電流約為IOUT(MAX)的40%。 為確保紋波電流不超過規定的最大值，應根據以下條件選擇電感

一旦知道L的值，就必須選擇電感器的類型。 對于固定的電感器值，實際的鐵芯損耗與鐵芯尺寸無關，但在很大程度上取決于所選的電感。 隨著電感或頻率的增加，鐵損減小。 不幸的是，增加的電感需要更多的導線匝數，因此銅損會增加。 銅損耗也會隨著頻率的增加而增加鐵氧體設計的鐵損非常低，在高開關頻率下更可取，因此設計目標可以集中于銅損耗并防止飽和。 鐵氧體磁芯材料飽和“硬”，這意味著當超過峰值設計電流時，電感突然崩潰。 這導致電感器紋波電流突然增加，并隨之導致輸出電壓紋波。 不要讓核心飽和!不同的芯材料和形狀將改變電感器的尺寸/電流和價格/電流關系。 鐵氧體或坡莫合金材料的環形或屏蔽鍋形磁芯很小，不會輻射太多能量，但是通常比具有類似特性的粉狀鐵芯電感器的成本更高。 使用哪種類型的電感器的選擇主要取決于價格與尺寸要求以及任何輻射場/ EMI要求。 Coilcraft提供了表面貼裝電感器的新設計，

四、效率考慮

開關穩壓器的效率百分比等于輸出功率除以輸入功率乘以100%。 通常，分析單個損失以確定哪些因素限制了效率以及哪些更改將帶來最大的改進通常很有用。 效率百分比可以表示為：效率百分比= 100%–(損耗1 +損耗2 +…)，其中損耗1，損耗2等是單個損耗占輸入功率的百分比。 盡管電路中的所有耗散元件都會產生損耗，但在WD5030電路中，大部分損耗通常由三個主要來源引起：1)I2R損耗; 2)開關和偏置損耗; 3)其他損耗。

五、熱條件

在大多數應用中，由于其高效率和低熱阻，WD5030不會散發太多熱量。 但是，在WD5030在高環境溫度，高VIN和最大輸出電流負載下運行的應用中，耗散的熱量可能超過零件的最高結溫。 如果結溫達到約150°C，則兩個電源開關都將關閉，直到溫度下降約30°C。為避免WD5030超過最高結溫，用戶將需要進行一些熱分析。 熱分析的目的是確定功耗是否超過零件的最大結溫。 如果應用要求更高的環境溫度和/或更高的開關頻率，則應注意通過使用散熱器或強制氣流來降低部件的溫度升高。

六、電磁干擾/電磁干擾

為了解決EMI電磁干擾，SW引腳應增加一個RC濾波器電路，一個20Ω電阻和一個1nF電容器，BST引腳保留20Ω串100nF。如果應用版本足夠大，則可以在輸入端Π型電路中保留。

審核編輯：湯梓紅