本應用筆記主要從三個方面探討“如何在反激式轉換器啟動過程中有效消除 MOSFET 的過應力”：第一，具有立锜專有嵌入式軟啟動功能的反激式控制器設計；其次，系統反饋穩定性與開關MOSFET應力的關系；最后，對無源電壓鉗位RCD緩沖器進行了分析與設計。在開發電源系統時，研發工程師可以參考這篇筆記，了解如何降低開關 MOSFET 的應力以防止它們被損壞，以及提高電路運行的可靠性。

一、簡介

與線性電源相比，開關電源因其體積小、重量輕、效率高等優點而得到廣泛應用。反激變換器是開關電源拓撲結構之一，最適用于以下電源系統：由于其獨特的原副邊隔離、電路架構簡單、元器件少、成本低等特點，均在150W以下。

由于開關功率MOSFET在開關電源轉換器中發揮著非常重要的作用，如何有效消除反激轉換器啟動過程中MOSFET的過應力將是本應用筆記要討論的重點。要研究的三個主要方面是反激控制器設計、反饋穩定性和緩沖器設計。

2. 反激式控制器設計——立锜專有的嵌入式軟啟動功能

圖 1 是典型反激式轉換器的電路圖。以立锜 RT7736——SmartJitter PWM 反激控制器為例。RT7736 數據表中的功能框圖如圖 2 所示。當 VDD 上升并超過控制器 IC RT7736 的閾值電壓 （V TH_ON ） 時，控制器將開始工作，軟啟動 （SS） 功能將立即激活。

內置在控制器 IC 中的振蕩器產生一個時鐘來設置 SR 觸發器的 S 引腳。電流檢測電阻器 （R CS ） 上的電壓 （V CS ） 將與來自恒功率模塊的反饋電壓 （V COMP ） 和電流限制信號 （V CS_CL ） 之間的較低值進行比較。如果 V CS超過它們之間的較低值，PWM 比較器輸出將復位 SR 觸發器，然后確定 V GATE的脈沖寬度。

圖 1. 典型反激式轉換器的電路圖

圖 2. RT7736 功能框圖

反激控制器 IC 通過 GATE 引腳控制反激轉換器的開關晶體管（例如：MOSFET）。當開關 MOSFET 導通或關閉時，輸入電壓完全跨過變壓器（耦合電感），因此電感電流線性增加，因此存儲在電感中的能量逐漸增加。另一方面，由于在這個階段功率二極管是反向偏置的，所以是輸出電容為輸出負載提供能量。隨著反饋控制信號，柵極驅動信號（V GATE） 可設置為關閉開關 MOSFET。一旦MOSFET關斷，由于電感磁通的連續性，功率二極管被迫導通，電感電壓將反向感應出磁通。電感電流現在流過二極管，并線性減小。該電流將為輸出負載供電并為輸出電容器充電，直到下一個周期由控制器 IC 的內部時鐘觸發。反激式轉換器的開關操作將在每個時鐘周期以這種模式重復。圖 3 說明了反激式轉換器及其控制器如何在連續導通模式 （CCM） 下運行。

當開關 MOSFET 導通時，電流檢測電阻上的電壓 （V CS ） 的上升斜率 （m R ） 為：

當開關 MOSFET 關斷時，電流檢測電阻上的電壓 （VCS） 的下降斜率 （mF） 為：

其中 V IN是變壓器兩端的輸入電壓；L P 為變壓器一次側勵磁電感；V O 為輸出電壓；V F為功率二極管的正向電壓；n 為變壓器的匝數比；N P為變壓器一次側線圈匝數；N S是變壓器的次級線圈匝數。

圖 3. 該圖顯示了反激式轉換器及其控制器如何在 CCM 中運行

反激式轉換器剛啟動時，輸出電壓仍為零，尚未建立。從等式（2）可以看出，電流檢測電阻電壓（V CS）的下降斜率也接近于零。由于控制器 IC 將打開開關 MOSFET 至少最短導通時間 （T ON_MIN ），因此 VCS 將保持上升。此后，MOSFET 的峰值電流將隨著每個周期繼續增加。在 MOSFET 關斷的瞬間，累積的峰值電流、變壓器的漏電感和 MOSFET 的寄生電容會引起高頻振蕩，從而在漏極和源極之間產生巨大的電壓尖峰（V DS） 的 MOSFET。因此，在反激式轉換器啟動期間，在高線路輸入電壓條件下，會出現開關 MOSFET 的過應力問題，如圖 4（a） 所示。此外，當反激式轉換器的輸出短路后，控制器 IC 會觸發自動恢復保護，在高線路輸入電壓條件下，MOSFET 的應力會變得更差，如圖 4（b） 所示。

圖 4. 反激式轉換器的開關 MOSFET 的應力

RT7736-SmartJitter PWM反激控制器內置立锜專有的軟啟動功能，可有效抑制啟動過程中的峰值電流，提高電路運行的可靠性，同時允許開關功率MOSFET的額定電壓和電流更低。專有的嵌入式軟啟動功能將在控制器 IC 開始運行時首先被激活。具有階梯式限流信號、過流閾值電壓（V CS_SKP）和循環跳躍模式的特點，可以逐步逐步建立輸出電壓。在軟啟動期間，當電流檢測電阻 （V CS ） 上的電壓超過過流閾值電壓 （V CS_SKP），控制器IC將進入循環跳躍模式。由于跳過了周期，這為電感電壓提供了更多時間來感應反向磁通量。因此，可以降低開關MOSFET的峰值電流，并且下一個周期的柵極電壓（V GATE）的脈沖寬度可以比最小導通時間（T ON_MIN）更寬，從而可以更有效地建立輸出電壓。 圖 5 說明了立锜專有的嵌入式軟啟動功能是如何工作的。圖 6 顯示了傳統軟啟動與立锜專有的嵌入式軟啟動功能——循環跳躍模式之間的比較。

圖 5 立锜專有的嵌入式軟啟動功能示意圖

（a） 傳統的軟啟動功能

（b）RICHTEK 專有軟啟動功能 – 循環跳躍模式

圖 6. 傳統與 RICHTEK 專有軟啟動功能

實驗使用相同的反激式轉換器電源系統，用于測量系統啟動過程中的應力。圖 7 顯示了上電后在同一反激轉換器上傳統軟啟動功能與立锜專有軟啟動功能的比較。上電后立即在具有傳統軟啟動功能的系統上看到高壓尖峰。當輸出電壓逐漸建立，使電感的勵磁磁通量與電感電壓感應的反向磁通量接近時，開關MOSFET的應力逐漸減小。當最終輸出電壓完全建立時，也將達到開關 MOSFET的最大電壓應力 （V DS_MAX ）。

圖 7. MOSFET 啟動時的應力－傳統軟啟動功能 vs. RICHTEK 專有軟啟動功能

實驗使用相同的反激式轉換器電源系統，用于測量系統輸出短路時的應力。圖 8 顯示了傳統軟啟動功能與 RICHTEK 專有軟啟動功能在輸出短路期間在同一反激轉換器上的比較。當反激式轉換器的輸出短路，然后控制器IC將觸發自動恢復保護時，在高線路輸入電壓條件下MOSFET的應力會變得更糟。優化的立锜專有軟啟動功能，帶輸出短路保護，可有效降低開關MOSFET的應力，使其免受損壞，提高電路運行的可靠性。

圖 8. 輸出短路期間 MOSFET 的應力 – 傳統軟啟動功能與 RICHTEK 專有軟啟動功能

3. 反激式轉換器——反饋穩定性與 MOSFET 應力的關系

在反激式轉換器的設計中，變壓器的匝數比 （n） 與 MOSFET 的電壓應力直接相關。換言之，最大占空比決定了變壓器的匝數比，進而決定了 MOSFET 的電壓應力。

開關 MOSFET 的最大電壓應力 （V DS_MAX ） 如下：

其中 V in_max是變壓器兩端的最大輸入電壓；n 為變壓器的匝數比；V O為輸出電壓；V F為功率二極管的正向電壓；V Spike是由變壓器漏感引起的電壓尖峰（后面會解釋）。

根據轉換器的工作原理，占空比可以看作是開關 MOSFET 和二極管的導通時間比。從有效利用半導體的角度來看，任何一個占空比為一半的條件都可以達到最高的利用率。換言之，最大占空比 （D max ） 設置在 0.5 左右，以使 MOSFET 和二極管的利用率最高。因此，占空比通常在最低輸入電壓下設置為 0.5。然后計算變壓器的匝數比（n）并調整n和D max，基于 MOSFET 和二極管的電壓應力裕量。有關如何確定反激式轉換器中變壓器匝數比的詳細信息，請參閱“定頻反激式轉換器設計指南”的應用筆記。然而，本應用筆記將討論經常被設計人員忽略的“反激式轉換器——反饋穩定性和 MOSFET 應力之間的關系”，同時假設反激式轉換器及其變壓器的匝數比已經過優化。

要研究反激式轉換器的反饋穩定性，必須首先了解反激式轉換器現有的 RHP 零。這個零點不能用常規極點補償，因此必須將交叉頻率 （f c ） 設置為遠低于這個 RHP 零點。實際上，交叉頻率通常設置在 3kHz 以下。對于離線反激式轉換器，最合適的是將交叉頻率設置在 800Hz 至 3kHz 范圍內，并且在低線滿負載條件下，相位裕度 （ψ m ） 》 45°，給定 65kHz 作為開關頻率。反激式轉換器的反饋設計請參考應用筆記“離線反激式轉換器的反饋控制設計”。

采用不同的反饋穩定性補償設計，采用同一個反激式轉換器電源系統進行實驗，測量MOSFET的應力，驗證理論分析。兩種反饋補償設計，f c 《 800 Hz & ψ m 《 45° vs. fc 》 800 Hz & ψ m》 45°，檢查反饋穩定性和 MOSFET 應力之間的關系。圖 9 和 10 分別顯示了在低線和高線條件下，滿載時環路增益的交叉頻率和相位裕度的測量結果。高線滿載情況下反激式轉換器MOSFET的應力參考圖11可以看出，交叉頻率越低，相位裕度不足，瞬態響應越慢，導致輸出時出現過沖電壓已建立。從等式（4）可以看出，輸出電壓的過沖會增加開關MOSFET的應力。因此，通過精心設計交叉頻率和相位裕度，實現更好的反饋穩定性補償，

圖 9. 低線路和滿載條件下環路增益的交叉頻率和相位裕度

圖 10. 高線路和滿載下環路增益的交叉頻率和相位裕度

圖 11. 反激式轉換器的 MOSFET 在高線路和滿負載下的應力

4. 無源電壓鉗位 RCD 緩沖器的分析與設計

由于存在變壓器的漏電感和反激式轉換器的 MOSFET 的寄生電容，圖 12 描繪了反激式轉換器的等效電路模型以及這些元件。當 MOSFET 關斷或開路時，由于電感的磁通量必須是連續的，而儲存在漏電感中的磁通量不能轉移到副邊，漏電感電流立即被切斷，從而產生高壓尖峰跨過MOSFET的漏極和源極（V DS）。變壓器漏電感和 MOSFET 寄生電容引起的諧振觸發高頻振蕩，如圖 13 所示。圖 13（a） 顯示了反激式轉換器工作在連續導通模式 （CCM） 下，圖 13 （b） 在不連續傳導模式 （DCM） 下。

由變壓器漏電感和 MOSFET 寄生電容引起的諧振觸發的高頻振蕩疊加在 MOSFET 的漏源電壓 （V DS ） 上。疊加電壓尖峰 （V DS_Peak ） 如下：

其中 i DS_Peak是從變壓器初級側通過 MOSFET 的峰值電流；L LK為變壓器原邊等效漏感；C P為變壓器原邊等效寄生電容；C OSS為 MOSFET 寄生輸出電容；V in是變壓器兩端的輸入電壓；n 為變壓器的匝數比；V O為輸出電壓；V F是功率二極管的正向電壓。

圖 12. 反激式轉換器和等效電路模型

圖 13. 波形顯示了由反激式轉換器元件的寄生漏電感和電容引起的諧振

由元件的寄生電感和電容引起的電壓尖峰以及由此產生的高頻振蕩會對開關MOSFET造成很大的應力甚至損壞。高頻振蕩也可能對電源系統產生EMI噪聲，從而導致電路的可靠性問題。可以添加適當的 Snubber 來抑制這種高頻振蕩，從而有效解決上述問題。

本應用筆記介紹了一種無源電壓鉗位 RCD 緩沖器，它現在廣泛用于反激式轉換器，如圖 14 所示。當開關 MOSFET 關斷時，電感的磁通量必須是連續的，因此變壓器的漏電感電流繼續沿原來的方向流動。但是，該電流將流入兩條路徑；一條路徑 （i DS ） 通過逐漸關斷的 MOSFET，另一條路徑 （i Sn ） 通過緩沖器的二極管為電容器 （C Sn ） 充電。由于 C Sn上的電壓不能突然變化，則 MOSFET 電壓的上升速度會降低。此外，MOSFET 的原始關斷功耗現在轉移到緩沖器。圖 15 顯示了無源電壓鉗位 RCD 緩沖器在非連續導通模式 （DCM） 下工作時的電壓和電流波形。

圖 14. 添加了無源電壓鉗位 RCD 緩沖電路的反激式轉換器

圖 15. 無源電壓鉗位 RCD 緩沖器 （DCM） 的電壓和電流波形

MOSFET 關閉的瞬間，緩沖器的二極管打開。變壓器漏感電流的上升斜率（m i_Sn）如下：

其中 i Sn是通過緩沖器二極管的電流。

緩沖器二極管的導通時間（t Sn）如下：

根據不同的操作模式，反激式轉換器的峰值電流 （i DS_Peak ） 可以區分為：

開關 MOSFET 在斷續導通模式下的峰值電流 （i DS_Peak_DCM ） 如下：

開關 MOSFET 在連續導通模式 （i DS_Peak_CCM ） 下工作的峰值電流如下：

其中 P in是反激式轉換器的輸入功率。

緩沖器的功耗 （P Sn ） 如下：

其中電容電壓（V Sn）通常設置為n×（V O + V F）的2~2.5倍。

將式（10）代入電力公式，可以得到緩沖器的電阻值（R Sn ）：

緩沖器的電容器（C Sn ）的電壓紋波（ΔV Sn ）通常設置為電容器電壓（V Sn）的5~10%。根據伏秒平衡原理，可以推導出緩沖器的電容值（C Sn ），如下所示：

最大漏源電壓（V DS） 反激式轉換器中的開關 MOSFET 通常發生在系統在最高輸入電壓和滿負載條件下運行時。因此，在反激式轉換器的無源電壓鉗位 RCD 緩沖器設計中，可以將其作為設計條件來確定電容和電阻值。至于緩沖器中的二極管，快速二極管是典型的選擇。圖 16 顯示了在使用和不使用無源電壓鉗位 RCD 緩沖器的情況下，相同反激式轉換器電源系統的開關 MOSFET 上的應力比較。優化的無源電壓鉗位 RCD 緩沖器可有效降低 MOSFET 的應力，防止損壞，提高電路運行的可靠性，同時改善高頻振蕩引起的 EMI 問題。

圖 16. MOSFET 的應力比較，有與沒有無源電壓鉗位 RCD 緩沖器

5. 結論

功率 MOSFET，開關元件，在開關電源轉換器中發揮著重要作用。反激變換器具有原副邊隔離、電路結構簡單、元器件少、成本低等特點，因而得到廣泛應用。反激式轉換器中 MOSFET 的最大應力不一定會出現在滿負載穩態運行時。相反，需要仔細檢查反激式轉換器的啟動時間。本應用筆記提供理論解釋，并通過實驗結果驗證，并從多個不同方面全面研究“如何有效消除反激轉換器啟動期間 MOSFET 的過應力”：它們來自系統的核心 -反激式控制器 IC 的軟啟動功能，系統級——電源系統的反饋穩定性補償，最后到附加的應用電路——無源電壓鉗位RCD緩沖器的分析和設計。旨在為研發工程師在反激式轉換器電源系統的開發和設計中如何降低MOSFET的應力以防止損壞和提高電路工作的可靠性提供很好的參考。