RT8487 是一款邊界模式恒流控制器，內置高端驅動器，可用于降壓和降壓-升壓配置，為（LED）負載提供恒定輸出電流。它包含用于實現高功率因數和低輸入電流 THD 的特殊電路，同時最大限度地減少外部元件數量。小型 SOT23-6 封裝使應用占用空間小，并使 RT8487 成為離線 LED 驅動器的高性價比解決方案。

本應用筆記詳細介紹了如何使用 RT8487 設計具有成本效益的 8W 降壓 LED 驅動器。

一、簡介

低成本離線 LED 驅動器的重要要求是高效率、良好的功率因數和低 THDi 符合 IEC61000 C 類、準確的 LED 電流、快速啟動和使用低成本標準組件的簡單設計。以下采用浮動降壓配置的 RT8487 的 8W LED 驅動器設計可滿足上述所有要求。

主要規格：

輸入范圍 230V +/-15%（經過一些改動，設計可以擴展到全范圍輸入）

LED 串 27V ， I-LED = 300mA +/- 5% ， P-out=8W 用于一般改造照明應用

THDi 《 20% 符合 IEC61000 C 類

啟動時間 《 300msec

全面保護：輸出短路、LED開路、過流、過溫保護。

通過使用標準低成本組件的無變壓器設計，重點關注低 BOM 成本。

2. 應用電路

8W LED 驅動器的整體應用如下圖所示。

圖1

RT8487 用于浮動控制器降壓配置。完整的應用電路如圖 1 所示。IC 控制高端 MOSFET Q1 的開啟時間，并通過與降壓電感串聯的R S感測 LED 平均電流，以實現真正的負載電流感測。通過感測零電感電流（也通過 R S）。通過從零電流檢測點開始的可編程開啟延遲（通過 R3）實現了在最小漏源電壓下的高效諧振開關。智能算法控制開啟時間以獲得高輸入功率因數和低 THDi。IC 偏置由簡單的自舉電路 D2 和 C2 提供，因此無需單獨的輔助繞組。這使得使用簡單的標準鼓形線圈而不是更昂貴的定制繞線變壓器成為可能。低 IC 啟動偏置電流允許使用高值啟動電阻器 R1 和 R2，同時仍可實現快速啟動（通常為 123 毫秒）。整個電路可以構建在尺寸為 18 x 36mm 的小型單面 PCB 上。

3. 關鍵組件的計算

以下部分說明了各種應用程序參數的設置。

設置平均輸出電流

流經 LED 燈串的平均輸出電流由連接在 IC GND 和 SENSE 端子之間的外部電阻器 R S設置。由于 R S與電感串聯，因此可以通過該電阻準確檢測 LED 平均電流。輸出電流、I OUT和 R S之間的關系如下所示：

在本應用中，LED 電流定義為 300mA，因此

我們選擇1Ω//4.7Ω得到0.824Ω

啟動電阻

啟動電阻器 （R1+R2） 的選擇應使在最小線路電壓下流過這些電阻器的電流超過 IC 啟動電流。否則，RT8487 Vcc 可能永遠無法達到啟動電壓。典型的 IC 啟動電流為 25μA。

啟動電阻應選擇不超過工作電流。否則，VCC 電壓可能會上升到高于 Vcc 自舉電路設置的電壓，并可能觸發 OVP。典型工作電流為 1mA。

啟動電阻的值與 VCC 電容 C2 一起決定啟動時間，定義為：

其中 V UVLO為 17V，I啟動可近似為：

對于大多數應用，C2 可以選擇 1μF。

R1 和 R2 各選擇 1MΩ，這給出了一個典型的啟動電流

啟動時間將變為：

圖 2

圖 2 顯示了 230V 交流輸入時的 IC 啟動波形。

當應用交流電源時，通過 R1 和 R2 的電流將為 C2 充電。當 IC VCC 電壓超過 UVLO 電平時，功率

MOSFET 開始開關，快速為輸出充電。

總測量啟動時間為 150 毫秒。

輸入電容選擇

對于高功率因數應用，輸入電容 C1 應足夠小，以實現整流后的線路電壓正弦波。輸入濾波電容 VCIN 的額定電壓應足夠大以處理最大輸入電壓。一個 100nF / 500V 的薄膜電容器是一個合適的選擇。為了降低差模 EMI，可以通過兩個 47nF 電容器和一個合適的電感器使用一個 pi 濾波器。

降壓電感值選擇

由于邊界導通模式切換，降壓電感值會影響轉換器的切換頻率。對于較小尺寸的線圈，可以選擇較小的電感值，但限制由 IC 最小導通時間（通常為 0.5μsec）和最小截止時間（通常為 0.5μsec）設置。

最大電感值受 IC 最大導通時間（典型值為 15μsec）和最大截止時間（典型值為 33μsec）的限制。

要計算電感，我們首先需要計算整流正弦波 （V peak ） 頂部的最大峰值電流 （I peak ）：

其中 Pin 是轉換器輸入功率，a 是 LED 電壓與 BUCK 輸入電壓之比：

F（K（a）） 是實現 PFC 降壓的低 THD 的復雜函數：

圖 3

在 8W 應用中，Pin 可以計算為

（效率估計為 86%）

系數 a 可以在整流正弦波的峰值處計算：

從圖 3 或公式（1）我們可以得出，

現在可以通過以下公式計算電感范圍：

L1 選擇 330μH，額定電流為 1.2A，以實現尺寸、成本和效率之間的最佳折衷。

可以計算出正弦波頂部的頻率：

（T延遲由連接到 AND 引腳的電阻決定，請參見下一節）

設置開啟延遲時間

在電感電流達到零后，電感與開關節點處的總電容之間會發生諧振，諧振主要由MOSFET漏源電容決定。

為了盡量減少 MOSFET 的開關損耗，RT8487 提供了調整下一個導通周期的延遲時間的靈活性，以便在諧振的最大點（對應于最小漏源電壓值）導通。

圖 4

從零電流點到開關諧振最大值的延遲時間（圖 4 中的 T延遲）可以通過下式計算：

其中 C SW是開關節點處的電容，主要由 MOSFET 漏源電容決定，在此應用等于 38pF。共振延遲變為：

最佳諧振切換所需的總延遲時間需要選擇得稍大一些，以包括零電流檢測延遲（在這種情況下約為 290 納秒）。所以總延遲時間變為 290nsec + 352nsec = 642nsec。

從零電流檢測點到下一個 MOSFET 導通周期的延遲時間可以通過連接在 AND 引腳和 IC GND 之間的電阻值 R3 進行調整

·

= 以微秒為單位的近似總延遲時間

· R3 電阻值，單位為 kΩ

R3 的最終值設置為 68kΩ。

下面的圖 5 顯示了具有最佳諧振開啟點的開關波形。

圖 5

MOSFET 選擇

MOSFET 額定電壓應足以處理最大線路輸入電壓峰值 + 線路瞬態裕量。建議使用具有最小 500V 漏源額定值的 MOSFET。MOSFET 電流額定值取決于熱方面。選擇 2A MOSFET 以實現低功耗和更好的效率。

正向二極管選擇

當功率 MOSFET 關閉時，電流路徑通過連接在開關輸出和地之間的二極管。這種正向偏置二極管必須具有低正向壓降和快速恢復時間。二極管的反向電壓額定值應大于最大輸入峰值電壓+裕量，額定電流應大于電感峰值電流。選擇了一個快速 600V / 2A 二極管，以實現低功耗和更好的效率。

輸出電容選擇

為了實現高功率因數和低 THDi，電感電流包含相當大的低頻紋波。輸出電容將過濾開關和低頻紋波電流，為 LED 串提供低紋波電壓。輸出紋波電壓的大小以及 LED 串的差分電阻將決定通過 LED 的紋波電流。在這個低成本設計中，選擇了一個 220μF 的電容器，它提供了大約 330mApp 的紋波電流通過 LED 燈串。為了減少這種紋波，需要更大值的輸出電容。

4. 關鍵績效測量

圖 6 顯示了輸入和輸出電壓和電流波形。

輸入交流波形顯示出良好的 PFC 和低 THD。平均輸出 LED 電流精確設置為 299mA。

圖 6

下面的圖 7 顯示了開關波形。為了實現低 THDi，電流峰值大約是平均電流的 4 倍。單個開關周期顯示了完全 BCM 開關，具有最小的漏源電壓導通。

圖 7

下表顯示了關鍵性能參數。典型效率為 86%，在電源電壓范圍內具有出色的 LED 電流穩定性和符合 IEC61000 C 類的低 THD。

5. 總物料清單

8W LED 驅動器的總 BOM 如下圖所示：

6.PCB布局

8W LED 驅動器應用建立在小型單面 PCB 上。由于采用浮動控制器拓撲，IC 周圍的元件應緊湊且靠近 IC，并且布局應為高壓擺幅提供足夠的爬電距離和間隙裕度。

需要注意的是，這個布局是一個初步版本，需要進一步微調以優化性能：降壓電感相對于 EMI 線圈的方向需要一些修改：目前 L1 的雜散場耦合到 LX1 并導致更高的 EMI 讀數。

7. 結論

RT8487 使設計具有良好性能并滿足當今 LED 驅動器市場要求的極具成本效益的 8W LED 驅動器成為可能。