大家常見的AC-DC電源變壓器中，因為初級線圈的漏感而再次級線圈上造成的一瞬間反向脈沖是十分比較嚴重的。如下圖，它是用MPS企業的MP020-5集成ic構建的AC-DC電源電路，這兒測的是次級線圈一部分肖特基二極管兩邊的波型。我們知道，肖特基二極管的較大 的功效便是避免 變電器初級線圈的暫態反向脈沖根據次級線圈對后續電源電路導致沖擊性，假如在集成ic起動以后，后續肖特基二極管由于沒法承擔反向沖擊性脈沖而導致短路故障，那麼電源開關電源管理芯片會被一瞬間穿透。這兒我是用的變電器初中級次級線圈比率為1：3，而大家一般的反向一瞬間脈沖約為700~1000V，乃至大量，大家根具體測出的波型能夠 看得出，次級線圈的較大 反向脈沖工作電壓為224V上下。我們在 許多 的AC-DC電源計劃方案上都能夠 見到肖特基二極管串聯一個RC電路，可是大家不清楚這兩個電子器件的值如何去選，由于具體的設計方案中，我們不一定會依照計劃方案中規定去采用一模一樣的變電器，就例如MPS020-5強烈推薦的變電器線圈匝數之比1：11，可是充分考慮具體變電器的容積，大家改成1：3，那麼這一線圈匝數比的更改會造成次級線圈反向一瞬間脈沖的不一樣，那麼針對肖特基二極管的反向承擔工作電壓就有一個嚴苛的規定。那麼怎樣能讓RC真實的具有功效而降低肖特基二極管的成本費，換句話說這一RC究竟起一個什么功效。文中以試驗的視角和大伙兒一起探討這個問題。

附：MP020-5電源變壓器電路原理圖

分析問題

從控制系統基礎理論的視角考慮，大家將這一次級線圈的電源電路開展實體模型化。

這兒因為電容器具備電源變壓器打開一瞬間短路故障的特性，因此R12和R15的后續都被短路故障了，等效電路電容器C0為E3、E5電容并聯再與C2串連。而橋式整流的測算是等效電路為 電阻器串聯的測算，即串連的電容器越小，等效電路電容器越小，因此大家立即按最少的電容器C2開展測算，即等效電路電容器C0為1.2nF，電感器為變電器的次級線圈，電阻器R8（等效電阻為R0）為大家必須測量的值。

依據基爾霍夫工作電壓基本定律寫成RLC并聯諧振的線性微分方程，再開展拉普拉斯轉變能夠 看得出，這一實體模型我們可以發覺這是一個RLC并聯諧振電源電路，在自動控制系統中這是一個典型性的二階系統軟件。

這是一個典型性的二階持續系統軟件，大家再度思考這一波形圖圖6能夠 發覺，這是一個暫態回應圖象。暫態回應即在電源變壓器打開的一瞬間造成的回應。

二階系統軟件下，暫態回應具體表現為三種情況：欠阻尼、臨界阻尼、過阻尼。

欠阻尼回應的曲線圖

欠阻尼因為減振不足，系統軟件在回應一瞬間會超出恒定值，隨后漸漸地的根據震蕩來墜落到恒定值，圖中的曲線圖主要表現出去的便是欠阻尼的情況。換句話說，大家的工作電壓原本應當達不上224V，可是在一個慣性力的功效下，系統軟件在做到了平穩值以后超出了平穩值，做到了一個最高值，隨后漸漸地落下來保持在平穩值的范疇內。

臨界阻尼回應的曲線圖

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臨界阻尼下因為減振不久夠，系統軟件在回應一瞬間漸漸地的升高到恒定值，不容易造成慣性力，大家的所必須的就這樣一種波型。

RLC并聯諧振的拉普拉斯轉換公式計算計算

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大家根據電橋電路測出L的數值260MH，L的數值變電器次級線圈的電感器值，C為1.2nF，帶到求出電阻器R為1658Ω。

檢測認證

依據獲得的標準偏差能夠 獲得在1658歐母上下能夠 做到臨界阻尼，因為具體中手頭沒有1658歐母的電阻器，較大 僅有357歐母，而焊層就夠放2個電阻器串連，因此我將2個357歐母的電阻器串連獲得714歐母的電阻器，隨后將電源電路開展檢測，下面的圖為測出的波形圖圖10。

能夠 看得出系統軟件在回應一瞬間就迅速的做到了恒定，而以前出現的欠阻尼的沖擊性脈沖也被清除了，而反向工作電壓也被鉗制在-156V，當然這一電阻值不可以很大，在做到一定的值以后，系統軟件會翻過臨界阻尼，這一電阻器的選值是一個范疇。此外還有一個便是這兒的電容器還要盡可能的小，在nF級，假如太交流會導致集成ic發生爆炸。總體來說，在明確好RC的值以后，我們可以合理的抑止次級線圈反向脈沖因為慣性力對肖特基二極管導致的更大的工作電壓沖擊性。那樣做的益處能夠 使我們了解RC存有的原因，自然還能夠節省原材料成本費。以前應用的原材料為SS320肖特基二極管，反向承擔工作電壓為200V，常常爆板，之后應用了ES3G，反向承擔工作電壓為400V，盡管可以用可是原材料較為貴。根據這類簡易的方法能夠 更強的節約成本。