直接變頻接收機可實現多標準/多頻帶運行的設計方案

現代直接變頻技術可為現場可編程無線電設計提供極具吸引力的解決方案，并提供比傳統接收器解決方案更高的性價比和潛在性能優勢。另外，直接變頻架構能夠使用單一硬件解決方案在多頻帶運行方面提供更多的自由度。因此，直接變頻架構無疑是更具成本效益的解決方案，能夠實現高性能的多標準/多頻帶無線電設計。本文將討論直接變頻接收器信號鏈在3G和4G無線蜂窩應用環境中的性能和優點。

蜂窩網絡運營商一直希望能夠部署通用型無線基礎架構，以便通過現場編程提供各種蜂窩業務。在蜂窩業務量密集地區部署的無線基礎設施最終需要提供動態靈活性，以允許無線電硬件適應不斷變化的信號狀態。多標準/多頻帶無線電設計提供的設備指配可以經過裁剪定制滿足上述部署需求，從而幫助運營商解決這一難題。

高性能直接變頻信號鏈的組成

直接變頻接收器可以直接將RF調制載波解調為基帶頻率，其中的信號被直接檢出，同時恢復承載的信息。直接變頻架構最早是在1932年開發的，用于替代超外差式接收機。由于取消了中頻（IF）級電路，元件數量有顯著減少，因此直接變頻架構是一種極具吸引力的解決方案。

由于省去了中頻級電路，并將信號有效地直接變頻成零中頻頻率，設計師就可以忽略與超外差式架構有關的鏡像問題。然而，直接變頻也帶來了新的設計挑戰，包括本振泄漏、直流偏移和性能失真等，這些都使得實際的實現過程更加困難。不過隨著集成式RF電路技術的最新發展，傳統直接變頻（零中頻）架構已能應用于寬帶高性能接收機的實現。

圖1：寬帶直接變頻接收機。

寬帶直接變頻接收機框圖如圖1所示。一些較關鍵的元件規格在信號鏈中作了高亮顯示。接收機信號路徑從天線端口開始，并連接到雙工器。雙工器經常用于頻域雙工（FDD）系統，如W-CDMA和某些版本的WiMax。雙工濾波器網絡確保發射機不會產生過多許可頻帶之外的無用能量，同時有助于抑制無用的帶外信號，避免過度驅動接收機輸入。

通常情況下，多個低噪聲放大器（LNA）級后面會連接額外的選頻濾波電路，以及為了優化感興趣頻率范圍內的性能而設計的補充/匹配網絡。用于演示用途的這些LNA電路具有非常好的寬帶性能，并能通過外部調諧網絡提供更好的窄帶性能。在接收機需要滿足非常寬范圍的頻帶的應用中，有必要使用一組開關矩陣，以便對不同的天線網絡和已經針對特定頻帶作過優化的LNA電路級進行配置。

在低噪聲前端之后，所需載頻將通過IQ解調器下變頻為基帶頻率。本地振蕩器（LO）被應用于載頻與有用信號相同的I和Q混頻器。這將在基帶I/Q輸出端口產生和頻與差頻，而輸出端口處的低通濾波器將極大地抑制和頻，只允許差頻信號通過。對于零中頻架構，差頻代表的是有用信號的基帶包絡。利用可變增益放大器（VGA）調整濾波后的基帶I/Q信號幅度通常具有很大的優勢。VGA可以將I/Q信號電平調整到適合模數轉換的最佳電平。一般來說，會在模數轉換器（ADC）之前應用額外的濾波電路，以確保高頻噪聲和電位泄漏或干擾音不會向后混疊進有用信號的分析帶寬。

圖2：圖1所示接收機的雙音互調性能。

接收機動態范圍

接收機使用的高性能RF集成電路具有寬頻覆蓋范圍和很高的瞬時動態范圍。瞬時動態范圍對任何需要工作在多載頻環境中的接收機來說都是關鍵指標，在這種環境下有用信號可能存在功率電平非常大的相鄰干擾信號。雙音SFDR可以為系統設計師提供對非線性行為的更準確預測。常見的做法是，使用單音和雙音干擾信號測試接收機在大信號強干擾條件下的恢復能力。通過研究在雙音激勵下接收機的非線性行為可以計算各種截取點，這些截取點有助于對接收機的失真性能和總體動態范圍能力進行量化和建模。

圖2描繪了當兩組與有用信號頻率非常接近的CW（連續波）干擾音出現時接收機的I+jQ輸出頻譜。在這種測試情況下，輸入信號電平在30dBm左右。這是一種非常惡劣的強干擾情景，比3G和4G蜂窩系統中要求的任何標準特定強干擾測試條件都要嚴重得多。在采樣接近或處于基帶頻率的信號時，來自二階、三階、四階甚至五階和七階非線性的諧波失真可能會限制大信號輸入條件下的性能。特別要指出的是，I/Q解調器的非線性行為必須足夠適當，以確保從有用和無用信號產生的互調項不會破壞所需的有用信號。

不能只關注三階截取點（IP3）--雖然這是一個常用失真指標，是大多數窄帶中頻采樣接收機設計中的一個焦點--因偶數階和奇數階非線性引起的失真項也很重要。這種非線性經常用IP2、IP4和IP5等指標來衡量。一般來說，為了確保魯棒性操作，檢查在最壞輸入條件下到達接收機分析帶寬內的所有雜散信號非常重要。在這種嚴格的強干擾條件下，由于高階非線性引起的互調分量可能落進頻帶內，進而降低接收機的敏感性。較關鍵的非線性項被標示在圖2中。請注意奇數階項是如何落在基本輸入音附近的，這有助于解釋附近干擾信號如何會產生落在有用信號頻帶內的互調分量。干擾音的差頻（f2－f1）是接收機的有限二階非線性造成的，在使用直接變頻架構時同樣可能落在有用信號頻帶內。

ADIsimRF(tm)是ADI公司的一款免費在線信號鏈計算器，可以用來建模在各種測試條件下的接收機的動態噪聲和失真特性。ADIsimRF可以將非線性截取性能建模和測試到第七階非線性項，并與預測的級聯截取值進行比較。通過檢查個別元件的非線性行為和總體級聯結果，接收機電路可以得到更好的優化，從而實現最高等級的瞬時動態范圍性能。當W-CDMA規范(ETSI EN 302 217-2-2 V1.2.3 (2007-09))中描述的單音和雙音干擾電平出現時，使用這種方法可以實現噪聲指數（NF）小于2dB、去靈敏度小于1dB的高靈敏度接收機。?
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本振泄漏和直流偏移去靈敏度

向后發射到RF輸入端口的任何本振泄漏信號都可能向后反射進接收機，并與本振進行自混頻。自混頻將形成本振波形的平方，進而產生通常很高頻率、將被基帶濾波器大幅衰減的二次諧波。自混頻還將產生一個落在直接變頻接收機頻帶內的直流偏移量。請注意圖2中的直流項。

在所有基帶采樣系統中，經常要求使用直流偏移校準和修正方法。殘留直流偏移等效于信號分析帶寬內的干擾信號。有幾種技術可以用來減輕問題，包括直流跟蹤和抵消、基帶下的交流耦合或簡單地選擇具有包括高偶數階失真性能在內的良好直流特性的元件。

正交非理想性與鏡像抑制

I/Q幅度和相位失配將降低信噪比（SNR）水平。在理想的I/Q解調器中，基帶I/Q信號分享I與Q矢量之間完整的90度相位關系，也即所謂的理想正交。在這種狀態下，數字域中的符號辨別能力很容易通過瞬時I/Q矢量軌跡判定。當系統中出現I/Q失配時，I/Q符號矢量將受幅度和相位誤差的影響，最終降低恢復出來的感興趣信號的信噪比。靜態I/Q損傷可以通過數字技術治愈。研究有效的直接變頻接收機鏡像抑制性能與來自載頻的信號電平和偏移之間的關系很重要。理解接收機的單音I/Q損傷有助于簡化應用調制信號時所測性能的解釋過程。

調制誤差比（MER）性能

調制誤差比（MER）是用來衡量數字無線電發送機或接收機調制精度的一個指標。在完全線性和無噪聲的系統中，接收機接收信號的所有I/Q符號軌跡都能映射到真正理想的信號空間星座圖位置，但具體實現中的各種非理想性（如幅度不平衡、本底噪聲和相位不平衡）會使實際測出的符號矢量偏離理想位置。直接變頻接收機可為各種調制方案提供理想的MER性能水平。圖3和圖4分別顯示了10MHz寬OFDMA、WiMAX和WCDMA信號時MER性能與輸入功率之間的關系曲線。

一般來說，一個接收機在接收到的輸入信號功率范圍內有三處獨特的MER限制。在大信號電平段，由于接收機中的非線性而落入頻帶內的失真分量將導致MER急劇下降。在中等信號電平段，接收機工作于線性方式，信號遠高于任何噪聲電平，此時MER達到最佳值，并受解調器正交精度、濾波器網絡與可變增益放大器（VGA）以及測試設備精度的支配。隨著信號電平的走低，噪聲的影響越來越顯著，相對于信號電平的MER性能將隨信號電平的下降呈dB-for-dB下降。在更低信號電平，噪聲將成為主要限制因素，以分貝為單位的MER將直接與SNR呈正比關系。

圖3：10MHz OFDMA WiMAX信號下的MER與RF輸入功率關系曲線。

仔細觀察圖4可以看出接收機在各種情形下的恢復性能。5MHz 低中頻可以被認為是最好的情形，因為它不受與零中頻有關的任何直流偏移和閃爍噪聲的影響。在較低功率電平，接收機的噪聲性能是相對不變的。即使存在單音或雙音強干擾（W-CDMA基站要求的常見測試情形），噪聲指數偏離值也只會在1dB以內。

圖4：在零中頻、低中頻和強干擾情況下WCDMA信號的MER與RF輸入功率關系曲線。

鏡像抑制比是有用輸入頻率產生的中頻（IF）信號電平與鏡像頻率產生的中頻信號電平之比。鏡像抑制比用分貝表示。適當的鏡像抑制很關鍵，因為鏡像功率可能遠高于有用信號功率，從而影響下變頻過程。圖5給出了W-CDMA的鏡像抑制與多個中頻頻率的關系。接收機可以提供出色的未校準鏡像抑制性能。通過額外的數字校正措施，完全可以達到75dB以上的鏡像抑制效果，從而允許直接變頻接收機同時捕獲功率電平完全不同的多個相鄰信號（這是多載頻接收機設計的一個關鍵特性）。

圖5：各種WCDMA中頻的鏡像抑制與RF頻率關系。

結束語

最新的直接變頻接收機能夠提供很高的瞬時動態范圍和很寬的RF頻率覆蓋范圍。使用先進的RF集成電路，現在完全可以構建出高性能的蜂窩基站接收機。這些接收機使用固定的硬件解決方案，并能通過現場編程滿足多種蜂窩標準要求。為了確保魯棒性的接收機解決方案，系統設計師需要特別注意更高階的非線性。通過研究單音和雙音行為，設計師可以更好地理解直接變頻的挑戰和內在原理，規避傳統直接變頻系統中常見的缺點。