數據中心和服務器電源單元 （PSU） 設計中的兩個首要考慮因素是功率密度和效率。滿足最嚴格的效率標準 — 80 Plus Titanium — 現在是下一代數據中心和服務器 PSU 的最低要求。

　　80 Plus Titanium 需要超過 96% 的端到端峰值效率，這意味著功率因數校正 （PFC） 級效率必須高于 98.6%。挑戰在于傳統的 PFC 拓撲由于橋式整流器功率損耗而無法滿足這一效率要求。假設二極管壓降為 1V ，交流輸入為 230V，則 4kW 橋式 PFC 拓撲將在橋式整流器上產生 33W 的功率耗散以及隨后 0.825% 的效率損失。因此，數據中心設計人員必須采用半無橋 PFC 或圖騰柱 PFC 等拓撲，以實現 PFC 級的 》98.6% 效率目標。

　　半無橋 PFC 功率級需要兩個 PFC 電感，每個電感僅在半個 AC 周期內執行升壓操作。無橋圖騰柱 PFC 級僅需要一個 PFC 電感器，該電感器在整個交流周期內執行升壓操作。半無橋 PFC 需要更大的占位面積，而無橋圖騰柱 PFC 可實現高功率密度和高效率 PSU 設計。這就是無橋圖騰柱 PFC 在符合 80 Plus Titanium 要求的電源中受歡迎的原因。

　　圖 1頂部顯示半無橋 PFC 拓撲，底部顯示無橋圖騰柱 PFC。資料來源：德州儀器

　　無論拓撲如何，平均電流模式控制是連續導通模式 （CCM） PFC 最常用的控制方法。平均電流模式控制使用電感電流而不是瞬時電流（例如峰值電流）。在傳統的橋式 PFC 中，PFC 控制器的基準使用地作為 MOSFET 的源極和輸出大容量電容器的負端，在整流橋的陽極和地之間有一個電流感應電阻器，如圖 2所示。控制器檢測感應電阻上的電壓；內部運算放大器將信號轉換為正值，然后將轉換后的信號發送到電流回路。

　　圖 2這是在傳統 PFC 電路中執行電流檢測的方式。資料來源：德州儀器

　　在傳統 PFC 中實現平均電流模式控制很簡單，因為電流在電流檢測電阻器和 PFC 電感器上是單向的。但由于無橋圖騰柱 PFC 中 PFC 電感器上的電流是雙向的，因此您必須采用不同的電流檢測方法來實現平均電流模式控制。本文將討論平均電流模式控制無橋圖騰柱 PFC 的三種電流檢測方法，以及它們的權衡取舍。

　　使用分流電阻器進行電流檢測

　　圖 3是使用分流電阻器進行電流檢測的簡化示意圖。在該電路中，運算放大器將分流電阻上的電壓轉換為信號，其峰峰值電壓低于其偏置電源電壓 （V CC ）。添加一個二分之一 V CC的直流偏置使模數轉換器 （ADC） 能夠讀取雙向電流信號。控制電路的接地參考一般置于中性點。

　　圖 3簡化原理圖顯示了使用非隔離式分流電阻器方法的電流檢測。資料來源：德州儀器

　　電流感測通常是準確的，沒有明顯的傳播延遲。您可以增加電流環路的帶寬，使功率級能夠快速響應過流故障。基于分流電阻器的電流檢測方法可提供最高的檢測精度，因此您可以將檢測結果用于控制和保護，以及準確的輸入功率監控。

　　然而，基于分流電阻的無橋圖騰柱 PFC 需要復雜的電路來檢測輸出電壓，因為輸出接地參考和控制器（圖 3 中所示的 MCU）接地參考不在同一節點。基于分流電阻器的電流檢測還需要來自輔助電源的更多隔離軌和更多隔離驅動器。

　　啟用電流感應并將其轉換為控制電路的另一種方法是使用隔離放大器，如圖 4所示。使用隔離放大器可使控制器的接地參考輸出到接地，這將簡化設計中的感應和驅動器電路。

　　圖 4使用分流電阻器和隔離放大器執行電流檢測。資料來源：德州儀器

　　基于隔離放大器的電流檢測的一些最重要的考慮因素包括：

　　輸入側采樣電路需要一個隔離的 V CC電源軌。需要窄輸入電壓范圍以實現分流電阻器的低功耗。

　　需要輸出信號增益的低非線性度和隨溫度變化的低誤差漂移，以實現傳感精度。

　　需要對輸入信號瞬態做出快速響應。

　　例如，AMC3302隔離放大器的輸入電壓范圍為 ±50 mV，可以選擇阻值較小的分流電阻，以幫助降低分流電阻的功耗并提高系統效率。AMC3302 放大器的 340 kHz 輸出帶寬確保對輸入瞬態的快速響應，而隔離式 DC/DC 轉換器的集成消除了對外部隔離式電源軌的需求。

　　使用電流互感器進行電流檢測

　　電流互感器是一種鐵氧體元件，需要在每個開關電路中進行磁復位。將其與主場效應晶體管 （FET） 串聯可以對電流脈沖進行采樣，如圖 5所示。理論上，如果控制器采樣點設置為導通時間 （Ton） 的二分之一，則采樣值等于 PFC 扼流圈在一個開關周期內的平均電流。

　　圖 5示意圖顯示了使用電流互感器執行的電流檢測。資料來源：德州儀器

　　在無橋圖騰柱 PFC 中，在交流周期的正半部分，Q2 用作主 FET，Q1 是同步 FET。在交流周期的負半部分，Q1 用作主 FET，Q2 是同步 FET。因此，在一個完整的交流周期上檢測 Ton 處的電流需要放置兩個與 Q1 和 Q2 串聯的電流互感器。控制器從輸入電壓的極性中選擇一個 CT1 和 CT2 的采樣值。

　　電流互感器為控制電路提供隔離的電流信號。如果控制器接地參考位于輸出大容量電容器的負端，則低頻 FET（Q3 和 Q4）只需要一個非隔離驅動器，與基于分流電阻器的感應方法相比，簡化了感應電路。不幸的是，鐵氧體材料的非線性BH曲線和磁滯回線使樣本值不準確。電流失真可能更嚴重，尤其是在輕負載或過零期間。除了感測精度問題外，將電流互感器與主 FET 串聯會增加功率回路電感，從而增加開關事件期間的電壓應力。您可能需要一個額外的緩沖器來鉗位 FET 的電壓應力。

　　使用霍爾效應電流傳感器進行電流檢測

　　圖 6顯示了一個使用霍爾效應電流傳感器的簡化電流檢測電路。霍爾效應電流傳感器輸出與來自隔離電磁信號轉換的輸入電流成比例的霍爾電位。該電位的極性與電流方向相同，因此霍爾效應電流傳感器適用于雙向電流感應。

　　圖 6示意圖顯示了使用霍爾效應電流傳感器執行的電流檢測。資料來源：德州儀器

　　與隔離放大器方法相比，霍爾效應電流傳感器通過芯片內部的磁場轉換信號，從而消除了應用對隔離電源軌的需求。您可以將輸入導體電阻設計為低于 1 mΩ 以實現大電流感應，從而實現更低的功率損耗。

　　霍爾效應電流傳感器的帶寬在 10 kHz 至 1 MHz 范圍內，因此對于具有平均電流控制的 PFC，選擇帶寬高于電流環路 10 倍的傳感器就足夠了。換言之，霍爾效應電流傳感器需要超過 50 kHz 的帶寬才能實現 2 至 5 kHz 的電流環路 PFC。

　　霍爾效應電流傳感器的優勢使其成為無橋圖騰柱 PFC 中電流檢測的理想選擇。當今常見霍爾效應電流傳感器的一個顯著特征是其靈敏電流范圍與其 V CC電壓電平有關。一個例子是TMCS1100A1霍爾效應電流傳感器，它在 V CC = 5V 時允許 46 A 線性測量電流范圍，而在 V CC = 3.3V時僅允許 29 A。因此，在將傳感器輸出信號發送到具有較低 V CC的控制器時，很難使用具有較高 V CC的霍爾效應電流傳感器的完整感應范圍。要理解這個技巧，讓我們從霍爾效應電流傳感器的基礎知識開始。公式 1 表示霍爾效應電流傳感器的輸出：

　　V o = S × I IN + V偏移 （1）

　　其中 S 是霍爾效應電流傳感器的靈敏度，單位為毫伏/安培，I IN是輸入電流，V Offset是零電流輸入時的偏移電壓。

　　在大多數雙向傳感器中，V Offset通常設置為 V CC的二分之一，因此輸入電流的最大允許范圍為 V CC /2×S。更高的 V CC將允許更寬的敏感電流范圍。例如，具有 3.3 V V CC的霍爾效應電流傳感器將允許 1.65-V/S 的顯電流范圍，而具有 5 V V CC的霍爾效應電流傳感器將允許 2.5-V/S 的顯電流范圍。

　　圖 7電路配置適應霍爾效應電流傳感器和控制器之間的不同 V CC值。資料來源：德州儀器

　　為了在輸出到最大 3.3V 的 ADC 時具有更寬的靈敏電流范圍，運算放大器可以設置感測電路的增益并調整 ADC 的最大輸入電壓。圖 7顯示了應用電路。首先，霍爾效應電流傳感器感應到更寬的輸入電流范圍，5 V 的 V CC和 2.5 V 代表 0 A 的電流。公式 2 說明了如何根據 V CC電平（或電壓參考電平）降低霍爾效應電流傳感器的輸出信號范圍：

　　1.65 V/2.5 V = R 3 /R 1 +R 3 （2）

　　您可以使用公式 3 設置放大器增益，以使最大感測電流電平仍在控制器的允許輸入電壓范圍內：

　　I最大值= 1.65 V/S × R 1 /R 2 （3）

　　只要您確定要檢測的最大電流水平，您只需確定一個電阻值（例如 R1），即可使用公式 2 和 3 確定其余的電阻值（R2 和 R3）。

　　優點和缺點

　　表 1總結了每種電流檢測方法的優缺點。每個系統的規格和要求將幫助您確定選擇哪種傳感方法。

　　表 1提供了不同電流檢測方法的比較。資料來源：德州儀器

　　作者：Sheng-Yang Yu 是德州儀器 （TI） 的應用程序經理。