4. LLC諧振變換器

LLC諧振變換器，顧名思義是由兩個電感L和一個電容C構成關鍵器件，并通過LC諧振實現能量的傳輸。 LLC也屬于離線式變換器，輸入輸出由變壓器隔離。

圖15 LLC串聯諧振變換器

LLC需要兩只開關管交替工作。 Q1和Q2互補導通，且占空比固定為50%。 因此與前三種拓撲的PWM控制方式不同，LLC并不是通過控制占空比大小來控制輸出的，而是通過調節方波的頻率實現的，這種控制方式稱為脈沖頻率調制(PFM，Pulse Frequency Modulation)。 LLC的控制時序和方式較為復雜，這里不做詳述，感興趣的朋友直接百度即可。

在前三種變換器拓撲中，開關管的導通都是在開關管兩端存在電壓的情況下完成的，由于導通的過程并不是理想的“瞬時導通”，開關管兩端的電壓是以一定的斜率降為零。 在下降的過程中，電壓與電流形成交集，這個交集便是損耗，稱為開關損耗。 開關損耗是開關電源主要損耗之一，且隨著開關頻率越高，開關損耗越大。 這種開關方式稱為硬開關。

圖16 硬開關導致的導通損耗

由于LC諧振電壓和電流存在相位差，開關管在諧振過程中，可以在巧妙地避開電壓和電流的交集，從而避免一部分導通損耗。 這種避開電壓和電流交集而開通的技術，成為軟開關技術，即零電流開通ZVS(Zero Voltage Switch)。

圖16 零電壓開通ZVS

LLC的結構和控制方式都較為復雜，因此并不適用于小功率或低成本的產品。 另外，LLC在原理上只能設計一個最佳工作點，離開這個工作點，效率就會變差。 對于輸出范圍較寬的應用(多個工作點)，LLC拓撲也不太適用。

除了以上四種的拓撲，還有一些衍生拓撲或新型拓撲，如四管Buck-Boost，Forward正激，Sepic拓撲等等。 篇幅限制我們這里不再詳述。 需要特別說明一下四管Buck-Boost電路，它是Buck和Boost電路的結合后的衍生電路。 四管Buck-Boost能夠同時實現升壓和降壓的功能，因此在很多應用中都可能看到它的身影。

開關電源是如何自主控制的

至此我們簡單介紹了開關電源的常用拓撲及其控制方式。 我們已經了解到，控制開關電源的關鍵就是控制開關管的工作。 但是到目前為止我們還沒有提到它們是如何實現自動控制的。 自動控制是一門獨立的學科，涉及到系統建模，模型分析，環路增益補償等內容。 顯然筆者不會在這里介紹這些令人昏昏欲睡的知識，這會使大家望而卻步。 接下來我們會以最簡單明了的方式，解釋開關電源是如何實現自動控制的。

一個系統要實現自我控制，就必須進行自我反饋。 “反饋”是自動控制的基石。 一個人對一件事缺乏反饋，就不清楚這件事的結果是否符合預期，也無法做出及時的矯正。 開關電源沒有反饋，就不會獲知其輸出是否是我們要求的結果。 反饋的本質，就是對輸出的內容進行采樣，并反映到控制上來，形成一個完整的閉環，最終使系統穩定。

我們以Buck電路為例解釋一下反饋的原理及自動控制的過程。

圖17 具有反饋環路的Buck電路

這里用藍色部分表示控制環路。 控制環路主要是由采樣網絡、補償網絡、PWM比較器組成。 采樣網絡采樣輸出電壓，經過一系列調整，輸出控制信號給開關管，形成完整的控制閉環。

工程師在設計電路時，會根據設計需求，在控制器中寫入參考電壓Vref。 這個參考電壓與需求的輸出電壓相關，假設我們要求這個Buck是一個穩定5V輸出電路，那么參考電壓就設定為5V，即Vref=5V。

采樣電壓Vs和參考電壓Vref相減，便是實際輸出值與我們設定值的誤差值Ve。 這個誤差經過補償網絡進行補償后，與鋸齒波比較后，輸出方波，進而控制開關管的導通和關斷。

當輸出電壓Vo與設計電壓Vref誤差增大時，控制電壓Vc增大，比較后的方波占空比D減小，根據Vo=Vin*D，使輸出電壓減小。 最終實現Vo穩定在Vref附近。

圖18 PWM脈沖寬度調制原理

補償網絡的作用，是對誤差信號進行適當的幅度和相位的補償。 補償的目的是保證電路的穩態性能和動態性能。 讓我們以手動調節水溫為例子，解釋一下穩態性能和動態性能。 我們在洗手時，往往希望通過左右調節水龍頭來控制水溫。 而實際的水溫可能總是和我們預期的溫度(Vref)有一個偏差，這個穩定的偏差，就是穩態誤差。 另外一個令人惱火的現象，就是調節水溫時，總是要么太熱，要么太冷，水溫總是比我們調節措施有所滯后(相位滯后)，這個動態調節的滯后表現，就是動態性能。 在這樣的情況下，我們和水龍頭組成的這個“系統“，穩態性能和動態性能都很差。

穩態誤差和動態滯后是我們不希望看到的結果。 補償網絡可以很好的解決穩態和動態的問題。 對于這個例子，我們可以經過訓練提升自己準確調節水溫的能力，本質上，這就是在大腦中建立了良好的補償網絡。

開關電源的補償網絡同樣是為了保證輸出電壓與預期設定相匹配，不僅能夠減小穩態誤差，也能夠在負載突然變化時，保證系統快速響應。

至此，整個開關電源就能實現自我控制了。

在實際設計中，隨著集成電路的發展，部分控制環路和開關電源電路都集成到了IC中。 比如下邊這個Buck控制器，將開關管，二極管，控制環路都集成在了一起。 簡化了工程師的設計難度，補償網絡可以通過CMP引腳設置，還增加了使能引腳(EN)來使能控制電路的IC。

圖20 Buck集成PWM控制

產品中的開關電源

毫不夸張地說，幾乎任何需要用電的產品都需要開關電源。 有些產品中，開關電源僅作為供電系統，如手機的電池管理系統(BMS); 有些產品則完全是以開關電源設計的，如電源適配器，充電寶等。 我們以電源適配器來介紹一下在產品中，開關電源是如何發揮作用，為用戶帶來價值的。

如前面提到的，開關電源的拓撲需要根據實際使用場景和需求來選擇。 電源適配器是將電網110V~220V左右(我國電網電壓為220V交流電; 一些國家或地區為110V交流電)的高壓交流電，利用開關電源轉化成設備所需的低壓直流電。 考慮到安全，電源適配器需采用隔離型拓撲。

對于65W及以下的電源適配器，通常采用flyback拓撲，這種方案使用器件較少，具有較高的成本優勢。 對于大于100W的適配器或者多輸出口的適配器，通常采用LLC拓撲，這是因為flyback在大功率輸出時效率較差，無法滿足產品對于溫升和能效的要求。

下面是常見的Type-C 65W適配器采用QR flyback的簡化電路圖。 電網電壓的交流電通過整流橋整流成直流電，再經過EMI濾波器流入flyback輸入端。 EMI濾波器的作用是阻隔EMI干擾。 IEC(國際電工委員會)對于電源適配器的EMI輻射(RE)和(CE)有限制要求，這是為了防止開關電源適配器在工作時對周邊其他設備(輻射)或電網(傳導)產生干擾。 因此，上市的產品必須滿足法規對于EMI的限制。

圖21 電源適配器的電路結構

Type-C電源適配器在實施正常供電之前，需要適配器端和設備端的協議控制器進行握手溝通，溝通的協議就是我們所熟知的快充協議，如PD協議，QC協議等等。 溝通成功后，適配器才會根據溝通好的電壓和功率為設備提供電能。 電壓采樣的工作是由協議控制器完成的，它會將采樣結果通過光耦反饋給PWM控制器，實現電路的自動控制。

光耦起到了“橋接”的作用。 我們提到，隔離型變換器輸入和輸出是“不共地”的，因此協議控制器的輸出不能直接連接到PWM控制器，否則兩端的“地”就連在了一起。

隨著第三代功率半導體材料的興起，尤其是GaN材料在適配器中的應用，適配器的小型化成為了產品設計的重要趨勢之一。 如何在滿足安規，EMC，保證用戶體驗的基礎上，設計高性價比，體積小巧的電源適配器，是各家廠商絞盡腦汁想要解決的問題。

適配器的EMI(傳導和輻射)和效率是設計中遇到的兩個重要難點。 二者相互扮演著“蹺蹺板“的角色。 為了有效的抑制產品的電磁輻射和傳導干擾，需要增加額外的EMI濾波器，這些濾波器件的寄生電阻反過來降低了開關電源的轉化效率。 通常，對于產品小型化，效率都有很高要求的產品，會采用一些其他方式，從噪聲源和傳播路徑上消除EMI的干擾。 如抖頻技術、變壓器輔助繞組抑制、優化layout環路和寄生參數等方式。

集成電路的發展推動著開關電源產品的迭代和更新。 如今的電源產品已經不是各個獨立器件“搭“成的電路。 而是由幾個合封或集成的IC組成，這種方式簡化了工程師的設計難度，更重要的是，集成電路可以最大限度減小電路的寄生參數，降低EMI，提升效率。

圖22 EMI和效率的關系

如Cypress的“PAG1P+PAG1S”的方案，將PWM控制器，輔助電路整合到PAG1P中，將SR控制器、協議控制器以及其他輔助電路整合到了PAG1S中，基本上實現了兩顆IC控制反激電路，這有助于提升產品的功率密度。

圖23 Cypress的“PAG1P+PAG1S”方案

另外一些小功率應用中，會把電路中的開關管也集成到IC中，這種方式比分立器件更有價格優勢。 但是由于開關管屬于功率器件，如果沒有較好的散熱措施，或者使用環境溫度較高，抑或者合封IC的封裝太小，都會使電路設計面臨散熱方面的挑戰。 工程師設計前期就應當考慮合封器件散熱的問題。