4   實驗驗證

　　采用正激結(jié)構(gòu)加同步整流方式， 設(shè)計了一個隔離的脈沖負載電源。電路輸入電壓為17~ 36 V, 輸出為6 V/ 3 A , 開關(guān)頻率為200 kHz, 輸出濾波電容為200  F, 要求在3 A 負載時輸出電壓跌落小于0. 2 V。圖15 為本文設(shè)計的線路圖， 控制器采用電流型脈寬控制器LM5026, 其中整流MOS 管Q1 采用自驅(qū)方式， 同步整流管Q 2 采用變壓器隔離驅(qū)動方式。圖16 為實驗驗證電路的版圖。

圖15 本文設(shè)計的脈沖負載電源線路

圖16 本文設(shè)計的脈沖負載電源版圖

由于采用同步整流方式， 輸出濾波電感的電流是連續(xù)的。當負載很輕時， 輸出電感的電流方向會反向， 并通過續(xù)流MOS 管Q2 到地繼續(xù)流動。電流連續(xù)模式的好處就是整個控制器在脈沖負載條件下工作時， 不會出現(xiàn)從非連續(xù)模式到連續(xù)模式的突變，更利于變壓器環(huán)路的穩(wěn)定。

　　判斷輸出電感是否進入連續(xù)模式， 可以通過測試輸入PWM 控制器的輸出脈沖占空比來測定， 或者是初級開關(guān)管漏極波形來判斷。如果變換器從空載到滿載條件下占空比不變， 則表明變換器在空載條件下已經(jīng)進入電流連續(xù)模式。圖17 是變換器在空載條件下的漏極波形。從波形上可以看出， 變換器在空載條件下開關(guān)頻率為200 kHz, 漏極波形占空比為59. 18%。

圖17  空載時的漏極波形

　　圖18 是變換器帶載3 A 時的漏極波形。從波形上可以看出， 在帶載條件下， 漏極波形的占空比為59. 78%, 與空載基本一致， 表明電路在空載時已經(jīng)進入連續(xù)模式。由于電源環(huán)路的截止頻率必須小于開關(guān)頻率的1/ 5, 為了更好地抑制紋波， 通過對環(huán)路補償進行設(shè)置， 將截止頻率設(shè)定在開關(guān)頻率的1/ 10處， 即20 kHz。由（ 6） 式可以算出， 在3 A 負載下，輸出電壓的跌落為0. 119 V。圖19 是實際測試脈沖負載時的輸出電壓波形。從圖中可以看出， 輸出電壓的跌落為0. 1 V, 與計算值相當， 證明正激變換器加同步整流適合于脈沖負載電源。

圖18  滿載時的漏極波形

圖19  輸出電壓波形

　　5   結(jié)論

　　本文通過對脈沖負載的機理分析、計算、仿真，驗證了在小功率非隔離變換器中升壓結(jié)構(gòu)不適合脈沖負載結(jié)構(gòu)， 降壓變換器加同步整流是最適合脈沖負載的拓撲結(jié)構(gòu)。降壓變換器控制器可實現(xiàn)很寬的帶寬； 引入同步整流， 可以使整個電路工作在電流連續(xù)模式。在小功率隔離變換器中， 反激變換器同樣因為右半平面零點的影響而不適合用于脈沖負載。

　　正激變換器加同步整流可以顯著減小脈沖負載輸出電壓的跌落； 同時， 采用電流模式， 可以很好地對環(huán)路進行補償， 提升環(huán)路的帶寬。實驗電路驗證了同步整流正激變換器在脈沖負載中的可行性。