圖2是雙管正激變換器。在這個應用中，FAN4800的PWM部分運作在電流模式，控制一個雙管正激變換器。這個拓撲基本上和熟知的單管正激變換器相同。但它的優(yōu)點是，兩晶體管中的任何一個漏極電壓只需要等於PFC的直流輸出電壓。相比之下，標準正激變換器需求兩倍大小的漏極電壓，差不多800-900V。此外，對於雙管正激變換器，變壓器構造簡單，便宜，因為它不需要復位繞組。

　　當然有缺點需要考慮∶使用的拓撲需要兩個晶體管，其中一個的門極電壓懸浮于高電壓。如果細看，這些問題都不是大問題，因為功率MOSFET 的導通阻抗正比於漏極電壓，為2至2.5 倍。這意味著兩個晶體管，只須有一半耐電壓同時只有一半導通阻抗，即可使用更少的矽面積得到相同的傳導功耗。所以兩種解決方案的成本是相似的。

　　因為使用了門極驅動器FAN7382，第二缺點也沒有了。這個器件包含一個完全獨立的低端和高端門極驅動器。這是很重要的，因為在雙管正激變換器中，所有的晶體管同時關閉和導通。當導通時，能量轉移到次級;當關閉時，變壓器經復位二極管D217和D218被去磁化。

　　對於雙管和單管正激來說，主要設計等式完全相同，所以飛兆半導體應用說明AN-4137及其相關的電子數據表，如圖3所示 [2]，可用於考慮一些變化後的計算。由於變換器直流電壓由一個PFC預調節(jié)器產生，填入電子數據表的線路電壓須選擇適當，以獲得正確的直流電壓。在這個應用中，284VRMS用於兩個最低和最高線電壓。線頻率并不影響計算。

　　接下來，考量 直流母線電容大小(例如1000uF)，因為使用到PFC，實際直流母線電容器兩端的紋波電壓相當小。

　　最高占空比也須嚴格小於0.5，允許變壓器去磁化。為了留下一些馀量，最大占空比選擇為0.45。

　　由於已經有了單個晶體管正激的表單，np/nr比(Excel:Np/Nr)和最大額定MOSFET電壓可以忽略。

　　輸出濾波電感L5的電流紋波因素Krf 的選擇，通常是一個反復的過程。一方面，想使這個因素盡可能小，以減少初級和次級電流的RMS 和峰值。另一方面，L5 不得過大。因此，開始假設一個紋波因素，然後檢查L5的配置結果是否可以接受。在這次設計中，KRF值為0.21，L5的計算電感為40μH。計算的繞組將完全填補一個EER2828磁環(huán)。根據選擇的KRF，通過Q205和Q206的電流的RSM和峰值如下∶

　　如前所述，最高漏極電壓稍微大於400V足夠了，能有效使用額定電壓為500V MOSFET。其次，輸出建議使用600V MOSFET， 而不是一個浪涌電壓限制器。SUPERFETTM FCP7N60具有下列數據

　　功耗能夠很容易得到，與計算Q1功耗類似。

　　這里給出了一個功耗上限值。在實際中，勵磁電感的諧振和節(jié)電輸出電容使電壓降低到400V以下，Q206的功耗當然是完全相同的。每一個MOSFET需要一個最大熱阻為20℃/W的散熱器。

　　電流感應電阻R233的值是這樣選擇的，最大峰值電流可能超過1.6A。如果電阻值為0.56Ω，這個條件實現了但沒有馀量。出於這個原因，選擇0.47Ω電阻，此時最大峰值電流為2.1A。

　　電感L5，變壓器，二次整流和濾波，都可以根據Excel表計算。在工作表給出的變壓器AP等式的幫助下，為變壓器選擇了一個EER2834磁環(huán)，繞組數據可在附錄中查到。整流二極管的反向電壓計算值是57V，但是推薦使用一個指定最大電壓至少100V的整流二極管。為了減少傳導和開關損耗，最好使用肖特基二極管。RMS電流負載在電子數據表中給出，可以用來確定二極管;實際選擇的是兩個FYP2010DN二極管。整流二極管D219和D220的平均電流為∶

　　確定功耗的方法與BR1和D1的方法相同。

　　再次，每個二極管使用的散熱器熱阻不超過20℃/W。