LED驅動電源的單極PFC反激式開關電源方案 - 全文

　　LED驅動電源要求在5W以上的產品都要求高功率因素，低諧波，高效率，但是因為又有體積和成本的考量，傳統的PFC+PWM的方式電路復雜，成本高昂，因此在小功率(65W左右)的應用場合一般會選用單極PFC的方式應用，特別是在T5,T8等LED驅動電源得到廣泛的應用，并成為目前的主流應用方案。目前市面上的PFC有很多，下面以市面上得到廣泛應用的LD7591及其升級版本LD7830,主要用LD7830來做說明介紹。

　　一、介紹：

　　LD7830是一款具有功率因素校正功能的LED驅動芯片，它通過電壓模式控制來穩定輸出且實現高功率因素(PF)與低總諧波失真(THD)特性。LD7830能在寬輸入電壓范圍內應用，且保持極低的總諧波失真。LD7830具備豐富的保護功能，如輸出過壓保護(OVP)，輸出短路保護(SCP)，芯片內置過溫保護(OTP)，Vcc過壓保護，開環保護等保護功能令LED驅動電源系統工作起來更加安全可靠。LD7830在LD7591的基礎上增加了高壓啟動，OLP保護功能和軟啟動功能，使系統的待機功耗更低至0.3W以下，同時短路保護更加可靠。

　　二、LD7830特點：

　　內置500V高壓啟動電路

　　高PFC功能控制器

　　高效過渡模式控制

　　寬范圍UVLO (16V開，7.5V 關)

　　最大250KHZ工作頻率

　　內置VCC過壓保護

　　內置過載保護(OLP)功能

　　過電流保護(OCP)功能

　　500/-800mA驅動能力

　　內置8ms軟啟動

　　內置過溫保護(OTP)保護

　　三應用范圍：

　　AC/DC LED照明驅動應用

　　65W以下適配器

　　四、典型應用

　　圖一

　　五、系統設計

　　LD7830的典型應用為反激拓撲結構，如圖一所示。

　　5.1我們首先介紹LD7830的反激工作原理，假設交流輸入電壓波形是理想正弦波，整流橋也是理想的，則整流后輸入電壓瞬時值Vin(t)可表示為：

　　其中VPK為交流輸入電壓峰值，VPK=√2×VRMS , Vrms為交流輸入電壓有效值，FL為交流輸入電壓頻率。再假定在半個交流輸入電壓周期內LD7830誤差放大器的輸出VCOMP為一恒定值，則初級電感電流峰值瞬時值I PKP(t)為：

　　其中IPKP為相對于輸入電壓初級電感電流峰值的最大值。

　　在反激電路中，當MOSFET導通時，輸入電壓Vin(t)對電感充電，同時輸出電容對負載放電，初級電感電流從零開始上升，令θ=2×π×FL×t：

　　Ton為MOSFET導通時間，Lp為初級電感量，由上式可見，TON與相位無關。

　　假設變壓器的效率為1且繞組間完全耦合，當MOSFET關斷時，次級電感對輸出電容充電和對負載放電，則：

　　其中，TOFF為MOSFET關斷時間，I PKS(θ)為次級峰值電流瞬時值，Ls為次級電感量， Vout為輸出電壓， VF為輸出整流管正向壓降，n為初次級匝比，TOFF隨輸入電壓瞬時值變化而變化。

　　工作電流波形如圖二所示，可見，在半個輸入電壓周期內，只要控制TON固定，則電感電流峰值跟隨輸入電壓峰值，且相位相同，實現高功率因素PF.

　　圖二

　　5.2下面將針對反激拓撲結構介紹相關參數設計流程

　　5.2.1首先根據實際應用確定規格目標參數，如最小交流輸入電壓Vinmin, 最大交流輸入電壓Vinmax,交流輸入電壓頻率FL,輸出電壓Vout,輸出電流Iout,最大兩倍頻輸出電壓紋波ΔVo等。然后針對目標參數進行系統參數預設計，先估計轉換效率η來計算系統最大輸入功率;最大輸入功率Pin可表示為：

　　再確定系統最小工作頻率，LD7830 的開關頻率是個變化量，表示為：

　　最小開關頻率Fsw-min出現在最小輸入電壓的正弦峰值處。系統設計中，最小開關頻率Fsw-min一般設定在35kHz或更高。

　　確定變壓器反射電壓VOR,反射電壓定義為： VOR=n(Vout+Vf)， VOR的取值影響MOSFET與次級整流管的選取以及吸收回路的設計。

　　5.2.2變壓器設計

　　首先確定初級電感量，電感的大小與最小開關頻率的確定有關，最小開關頻率發生在輸入電壓最小且滿載的時候，由公式推導有：

　　其中Ko 定義為輸入電壓峰值與反射電壓的比值，即

　　一般說來Ko越大PF 值會越低，總的THD%會越高。

　　確定初級電感量LP后，就該選擇變壓器磁芯了，可以參考公式AP=AE×AW選取，然后根據選定的磁芯，確定初級最小繞線圈數Npmin來避免變壓器飽和，參考公式：

　　然后確定次級繞組匝數，初次級的匝比由VRO決定：

　　同理推導并根據規格書定義的Vcc電壓可以得出Vcc繞組的匝數，LD7830的Vcc典型值設定在16V。

　　定義：

　　LP:初級電感量

　　NP:初級匝數

　　IPKP:初級峰值電流

　　BM:最大磁通飽和密度

　　AE:磁芯截面積

　　Po:輸出功率

　　5.2.3 初級吸收回路設計

　　當MOSFET關斷時，由于變壓器漏感的存在，在MOSFET的漏端會出現一個電壓尖峰，過大的電壓加到MOS管的D極會引起MOS擊穿，而且會對EMI造成影響，所以要增加吸收回路來限制漏感尖峰電壓。典型的RCD吸收回路如圖三所示：

　　圖三

　　RCD回路的工作原理是：當MOSFET的漏端電壓大于吸收回路二極管D1陰極電壓時，二極管D1導通，吸收漏感的電流從而限制漏感尖峰電壓。設計中，緩沖電容C1兩端的電壓Vsn要設定得比反射電壓VRO高50--100V,如圖四所示，稱為漏感電壓ΔV, Vsn不能設計太低，設計太低將增加RCD吸收回路功耗。緩沖電容C1的設計根據能量平衡，

　　圖四

　　IPKPMAX為全電壓范圍內IPKP的最大值，緩沖電容C1SN要承受大電流尖峰，要求其等效串聯電阻ESR很小，R1根據功耗選擇合適的W數，阻值一般在47K-120K之間，

　　,吸收回路二極管D1通常選擇快恢復二極管，且導通時間也要求快，反向擊穿電壓要求大于選擇的MOSFET 的擊穿電壓BVDSS,一般在65W以下應用場合選用額定電流1A的快恢復二極管作為吸收回路二極管。

　　5.2.4 MOS管的選取

　　開關管MOSFET最大漏極電流IDMAX應大于開關管所流過的峰值電流IPKP至少1.5倍，MOSFET的漏源擊穿電壓(參考圖四)BVDSS應大于最大輸入電壓，VOR以及漏感引起的尖峰之和，一般應留至少90%的余量。

　　5.2.5 次級整流管的選取

　　考慮一定的裕量，次級整流管D最大反向電壓VRM需滿足：

　　因為反激式開關電源次級整流二極管只有在電源Toff的時候才會導通，輸出在導通時必須能夠承受整個輸出電流的容許值。輸出二極管需要的最小正向導通峰值電流為：

　　Dmax為工作周期，如果設定Dmax為0.5則Ifps>4Iout

　　5.2.6 輸出電容的選取

　　輸出電容電壓通常呈現兩種紋波，一種是由高頻輸出電流引起，主要與輸出電容的等效竄連電阻(ESR)大小有關，另外一種是低頻紋波，為了獲得較高的PF值，環路帶寬通常較窄，因此輸出不可避免地出現較大的兩倍輸入電壓頻率紋波，其值與電容大小有關，一般說來低頻紋波滿足要求時，高頻紋波因為電容等效ESR夠小，可以忽視。電容的容量可以參考各個廠家的規格書(一般選用高頻低阻型)選用，根據產品的實際工作溫度，電壓和考慮產品的MTBF選取合適的電容系列型號。

　　5.2.7 IC主要外圍參數選取

　　5.2.7.1 最大導通時間典型參數選取

　　圖五

　　5.2.7.2 Cs Pin參數選取

　　R1與C1為用來濾除突波的濾波器

　　R1: 100?~300?

　　C1: 100PF~470PF

　　圖六

　　5.2.7.3 RZCD參數選取

　　圖七

　　六、用LD7830和LD8105做的24V 0.7A的實際應用實例

　　6.1. 電路：

　　圖八

　　6.2.實際測試相關參數：

　　6.2.1 空載功耗在輸入AC264V為0.29W,低于0.3W

　　圖九

　　6.2.2 效率和PF值曲線

　　圖十

　　6.2.3 CV-CC曲線以及說明

　　Led照明驅動電源必須以恒流CC模式和恒壓CV模式來控制，由于LED的正向導通壓降會隨著焊接面的溫度升高而降低，導致LED的電流會增大，使溫度升高，從而導致LED的壽命減少，甚至可能會造成產品的損害。所以參考圖八電路，次級部分采用了LD8105來做CV/CC模式控制，LD8105是一款高精度的CV/CC模式控制IC,與其它同類IC比較具有電流檢測電壓低，Vcc輸入電壓比較寬，工作電流小等特點，從而可以提高整個系統的效率和應用范圍。