當S1 關斷，則開始模式 3，由于S2 的輸出電容被放電，故 vT1 也減小，最終，當 S2 輸出電容電壓等于 VCb. 時，它變為零。同時，由于 SR2 的反向偏置電壓消除，因此它的體二極管開啟導通。然后，兩個 SR 在這個模式中一起導通。S2 的體二極管在 S2 的輸出電容和 S1 的輸出電容完全放電后導通，由于兩個 SR 均導通，iLO1 和 iLO2 均為續流，斜率分別為 –VO/LO1 和 –VO/LO2, ，而 vT1 和 vT2 均為零。由于 VCb 僅僅施加在漏電感上，它引起初級電流的極性快速變化。在 S2 的體二極管導通后 S2 開啟， 從而實現 S2 的 ZVS 運作，這個模式的持續時間為

(1)

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　　模式 4 是另一個充電模式，在各個 SR 之間的換向結束時開始，在變壓器初級端施加的電壓為–VCb ，因而勵磁電流以斜率 –VCb/Lm 減少，iLO2 的斜率為 (VCb/n-VO)/LO2。其它的電感電流是通過 SR2 的續流。可從圖2看出，由于異相 (out-of-phase) 作用，每個輸出電感的大紋波電流得以消除。因而，相比中心抽頭式或橋式整流配置，它可以在電流倍增器配置中使用兩個較小的電感。

　　當 S2 關斷，模式 1 作為另一個重建模式而開始，模式 1 的運作原理幾乎與模式 3 相同，只有 ZVS 狀況例外。在模式 1 中，當 S1 的輸出電容電壓等于 Vin-VCb 的瞬間，vT1 成為零。在這個瞬間之前，輸出電感 LO2 上的負載電流反射到變壓器的初級端，有助于實現開關的 ZVS 運作。與此相反，存儲在漏電感中的能量僅在這個瞬間之后對輸出電容進行放電和充電。因而，S1的 ZVS 運作較 S2 更為穩固，因為通常 Vin-VCb 高于 VCb ，除此之外，可以與模式 3 相同的方式進行分析，模式 1 的延續時間為

(2)

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　　使用公式 (1) 和 (2) 詳細計算輸出電壓

(3)

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　　VSR 是 SR 處于充電模式時 MOSFET 兩端的電壓。

　　im 的 DC 和紋波成分可從下式獲得：

(4)

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(5)

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　　這里，ILO1　和 ILO2 是輸出電感電流的 DC 成分。

　　設計示例和實驗結果

　　在本節中討論一個設計示例，目標系統是輸出電壓為 12V 和輸出負載電流為 30A 的 PC 電源，由于輸入通常來自功率因數校正 (PFC) 電路，輸入電壓的范圍并不寬泛，目標規范如下：

　　標稱輸入電壓：390 VDC

　　輸入電壓范圍：370 VDC ~ 410 VDC

　　輸出電壓：12 V

　　輸出電流：30 A

　　開關頻率：100 kHz

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　　圖3 360 W PC電源的設計示例 (12 V, 30 A)

　　圖 3 所示為參考設計的完整原理圖，變壓器的電氣特性如表 1 所示。