0 引言

　　由鎖相環構成的間接式頻率合成器在無線通信領域發揮著非常重要的作用。通常采用鎖相頻率合成器的輸出信號來作為無線接收機中的本振信號，以使直接頻率調制器、頻率解調器能夠從輸入信號中再生載波。

　　傳統的頻率合成一般通過混頻、倍頻、分頻、濾波等方式進行頻率變換和組合，從而產生大量離散的穩定頻率信號。這不僅使頻率合成器具有龐大的體積和重量，其輸出信號中的諧波、噪聲及寄生頻率均難以抑制，同時頻率范圍也將受到限制。而鎖相頻率合成主要是通過晶體振蕩器提供的標準頻率，在給定的頻率范圍內產生與該晶體振蕩器穩定度相同的大量離散頻率信號。 本文介紹用集成電路MAX2620和集總LC元件構成窄帶VCO電路模塊，然后同集成鎖相頻率合成器芯片MB1504一起構成鎖相環式低噪聲、高穩定性的鎖相頻率源電路的設計方法。

　　1 整體設計方案

　　圖1所示是一個鎖相環(PLL)的基本電路組成。其中REF代表參考晶體振蕩器，÷R為參考分頻器，PFD為鑒頻鑒相器，LPF為環路濾波器，VCO為壓控振蕩器，÷N為前置分頻器。

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　　無線接收機中的本地振蕩信號通常需要特定的頻點，這往往需要設計一個窄帶且相位噪聲性能優越的VCO。雖然用分立晶體管、諧振回路以及緩沖放大器也可以構成VCO電路，但穩定性差、受電源及分布參數影響大、調試不方便。而MAXIM公司的MAX2620是一款較寬頻率范圍(10～1 050 MHz)的集成振蕩器芯片，它具有高頻雙極工藝所特有的低閃爍噪聲、低噪聲系數和低寄生特點。用戶可以根據自己的需要并配以適當的振蕩回路，從而設計出所需中心頻率的壓控振蕩器電路。MAX2620內部的有源器件對諧振回路的負載極輕。因而可使振蕩回路具有較高的有載Q值，以用來設計窄帶壓控振蕩器電路。 MR1504是具有吞脈沖功能的串行輸入鎖相環頻率合成芯片，該芯片內部采用吞脈沖計數技術和鑒頻鑒相技術，其工作頻率可達520 MHz，因而速度快，性能穩定，與單片機接口簡單，可用來實現對接收機本振信號進行方便地設置。

　　2 窄帶VCO的設計

　　MAXIM公司的MAX2620是一種使用極其方便的振蕩器芯片，它的內部組成原理示意圖如圖2所示。

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　　MAX2620提供有一個緩沖放大輸出級，能夠減少負載變化對振蕩器頻率的影響。該芯片的供電電壓范圍在+2.7～+5.25 V之間。由于芯片內部設有偏置電路以穩定其工作點。因而受電源波動的影響較小。MAX2620內部所并具有的電源關斷能力可由SHDN端控制。兩個互補輸出(即OUT和OUT)可構成兩個單端輸出或一個差分輸出。由于芯片采用是集電極開路輸出，輸出端需要上拉到VCC，設計時可以用電感或電阻來上拉。但是對于差分輸出，兩端均應采用相同的方式。對于50Ω的負載，在用電感上拉時，單端輸出電平可達-6 dBm (峰-峰電壓為320 mV);而用電阻上拉時，其輸出可達-10 dBm(200 mV)。本設計中的MAX2620的兩路輸出中，一路輸出到MB1504供鑒頻鑒相使用，為使穩定性更好，此路用電阻上拉;而另一路輸出則經過緩沖放大，作為時鐘輸出，為了使其輸出功率更大，該路用電感上拉。

　　事實上，MAX2620需要外接RF諧振回路以構成VCO電路，其電路如圖3所示。

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　　此電路是一個典型的Colpitts電容反饋式振蕩器。諧振回路在圖3的左方，并經過2、3腳接入，主要包括電容C3、C4、C5和C17、諧振電感L1和變容二極管Cvar，調諧電壓經過電阻R2接入。

　　SHDN端用三針跳針分別接到Vcc和地，可用于控制電源的關斷，以在調試中方便的判斷諧振回路是否起振。

　　變容管可通過C17接入諧振回路。C17值取為33 pF。經過C17后，諧振回路的等效Q將升高數倍。因此，即便采用廉價的Q和較低的變容管，也可設計出Q較高的諧振回路。

　　諧振回路電感采用表面貼式諧振電感，該電感具有輻射干擾小、受分布電容影響小、調試方便等特點。電感值選為180 nH，當諧振頻率范圍為80～88 MHz時，其中心頻率為84 MHz。由諧振公式

可得出諧振回路的總電容Co=19.94 pF。經過調試，VCO電路的具體元件參數如下：

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　　R2為20 kΩ，諧振電感L1為180 nH，C3為39pF，C4選18 pF，C5選10 pF，輸出端OUT上拉電感L4選180 nH，輸出端上拉電阻R4可選50Ω。

　　3 MB1504與AT89C52的接口設計

　　MB1504的原理框圖如圖4所示。該芯片內含一個14位可編程參考分頻器、一個分頻比可選擇(32或64)的雙模前置分頻器和一個18位的可變分頻器(由7位的吞脈沖計數器和11位的可編程計數器組成)，另外還包含一個鑒相器、一個電荷泵和兩個移位寄存器和鎖存器(圖中未畫出)。

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　　MB1504沖雙模前置分頻器的兩種分頻比可由模式控制信號決定。當模式控制信號為高電平時，分頻比為P+1，當模式控制信號為低電平時，分頻比為P。雙模前置分頻器的輸出可同時驅動11位可編程計數器和7位吞脈沖計數器，它們的初值分別為N和A，可進行減計數。在吞脈沖計數器和可編程計數器未計數到零時，模式控制為高電平，雙模前置分頻器的輸出頻率為fVCO/(P+1)。當輸A(P+1)個脈沖周期后，吞脈沖計數器計數達到零，模式控制電平將變為低電平，同時使吞脈沖計數器停止計數。此時，可編程計數器離預置數還有N-A的數值。由于這時模式控制電平為低，分頻比為P，因此，雙模前置分頻器的輸出頻率為fVCO/P。之后，再經過N-A個計數周期后，可編程計數器計數也達到零，此時可輸出低電平將兩個可編程分頻器重新預置為N和A，同時將模式控制恢復為高電平，并向鑒相器輸出比相脈沖。當比相脈沖頻率f參考頻率fr存在頻差時，鑒相器處于鑒頻工作方式。此時無論頻差大小，系統都輸出較大的電壓;而當比相脈沖頻率f與參考頻率fr相等時，鑒相器轉為鑒相工作方式。這種鑒頻-鑒相工作方式擴大了環路的快捕帶，縮短了頻率牽引過程，從而使環路快速進入相位鎖定區，最終實現快捕鎖定。

　　MB1504可通過9腳(Clock)、10腳(Data)和11腳(LE)分別與單片機AT89C52的P1.2、P1.1、P1.0相連，其連接電路如圖5所示。其中，CLOCK為時鐘信號輸入端，DATA為數據信號輸入端，LE為數據鎖存使能信號輸入端。信號是串行輸入的，即每輸入一個時鐘脈沖到CLOCK腳，就有一位數據從DATA腳送入MB1504芯片內的移位寄存器，并由LE信號控制鎖存。當LE為高電平時，儲存在移位寄存器內的數據被鎖存到相應的鎖存器中。而當C為高電平時，鎖存到15位的鎖存器的設置為14位可編程參考分頻器中的預置數R和前置分頻器的1位分頻比SW;當C為低電平時，鎖存到18位的鎖存器中的設置則為11位可編程計數器中的預置數N和7位吞脈沖計數器中的預置數A。圖6所示為MB1504的數據輸入格式。

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　　根據MB1504的工作原理，鎖相環的輸出頻率fvco的計算公式為：

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　　式中，fosc為外接晶體振蕩器輸人參考頻率;P為前置分頻器的分頻比(由位SW決定)，當SW為高時，P為32;當SW為低時，P為64;N為11位可編程計數器中的預置數(范圍從16～2047);A為7位吞脈沖計數器中的預置數(范圍從0～63);R為14位可編程參考分頻器中的預置數(范圍從8～16383)。

　　本設計中，頻率合成器的頻率范圍fout為80～88 MHz，頻率間隔△f為2 kHz。參考振蕩器的振蕩頻率fosc為4.096 MHz，參考頻率fr等于合成器頻率間隔△f(2 kHz)，所以參考分頻比R為：R=fosc/fr=2048，中心頻率為84 MHz的分頻比(PN+A=fout/△f)為42000。這里采用的前置分頻比模式為÷32/33，即P=32，并由此可得：N=1312，A=16。這樣，改變N和A，即可改變輸出頻率，而改變N、R，則可改變輸出頻率和頻率間隔。

　　4 結束語

　　本設計的實際電路可以制作在一塊50 mm×40mm的雙層板上，電源電壓為+3.3 V。VCO的頻率覆蓋范圍為80～88 MHz，兩路輸出電平，OUT端為-10 dBm，OUT端為-6 dBm。輸出功率大于10dBm，且信號純度很高，雜散較少。

　　由于幾種LC元件和MAX2620構成的窄帶VCO具有穩定性高、受外界分布參數影響小、調試方便、體積小、價格低廉等優點。因此，由該VCO和MB1504芯片構成的鎖相時鐘頻率源的時鐘頻率源穩定性高、相位噪聲較低。