一種用于APFC的改進型ZVT－BOOST電路

摘要：介紹一種改進型ZVT－BOOST電路，輔助管增加了無損吸收電路，進一步提高了軟開關

電路的效率。文中分析了電路的工作原理，給出了仿真與實驗結果以及主要參數的設計。

關鍵詞：軟開關電路無損吸收效率

An Advanced ZVT－ BOOST Circuit for APFC

Abstract: The paper introduces an advanced ZVT－ BOOST circuit. In order to enhance the efficiency, an lossless snubber circuit is given for auxilliary switching. The analysis of the circuit theory, PSPICE simulation and experimental result are also given.

Keywords:Soft－ switching circuit Lossless snubber Efficiency

1引言

　　有源功率因數校正（APFC）技術能夠實現各種電源裝置網側電流正弦化，把非線性負載變換成為一個等效純電阻，使功率因數接近1，極大地減少了電流的高次諧波，消除了無功損耗，減小了電磁干擾（EMI）。目前已進入商業實用階段。由于是在電網和電源裝置之間串聯插入的功率校正裝置，因此功率因數校正裝置的可靠性和電效率顯得尤為重要。能夠實現功率因數校正的電路有多種，在功率較大的場合，BOOST電路具有許多優點而得到了廣泛的應用[1]。但是，單相BOOST型PFC硬開關變換器工作于電流連續模式（CCM）時，由于BOOST二極管的反向恢復，功率開關器件將產生很大的開通損耗（這部分損耗將占PFC電路總損耗的30％）[2]。同時產生很大的干擾。這不僅降低了功率，更為嚴重的是，由于損耗引起溫升，降低了可靠性。所以在大功率時，硬開關BOOST電路存在嚴重的缺陷[1]。零電壓過渡（ZVT）技術應用于BOOST電路很好地解決了二極管反向恢復問題。但是其輔助管工作于硬關斷狀態，將產生較大的關斷損耗。

2改進型ZVT－BOOST電路的原理

　　為了減少ZVT－BOOST電路輔助管的關斷損耗，在輔助管上加入無損吸收電路，實現輔助管的軟關斷。電路如圖1所示，圖中C1、VD1就是關斷時的無損耗吸收電路。

　　電路的工作有八個階段組成，如圖2所示。

　　Mode1,t0－t1階段：t0時刻輔管Sr受控開通，流過BOOST二極管VD的電流iD開始向輔管Sr、輔助電感Lr換流。LrdiLr/dt=U0，直至iLr=iL,iD=0。

　　Mode2,t1－t2階段：BOOST二極管VD電流過零關斷，諧振電容Cr(包括主管S的內部電容)和輔助電感Lr諧振，iLr繼續上升，Ucr下降。

　　當Uin>Ucr時，BOOST電感L中的電流iL開始上升。

　　Mode3,t2－t3階段：Ucr下降為零，主管S的內部反并聯二極管導通，主管S的端壓被鉗位于－0.7V。

　　Mode4,t3－t4階段：在零端壓下主管S受控開通，iL流入S：LdiL/dt=Uin，同時輔管Sr受控關斷，iLr向吸收電容C1以及輔管Sr內部電容Cds諧振充電：LrdiLr/dt=Ucl=UCds,(C1＋Cds)dUcl/dt=iLr。

　　由于增加了吸收電容C1，所以輔管Sr關斷時電壓上升的速度變慢，實現了關斷緩沖。

　　Mode5，t4－t5階段：當Ucl=Ucds=UO時，VD2導通，Ucl、Ucds被箝位于UO，Lr通過已開通的主管S向負載釋放能量，直至iLr=0。

　　Mode6,t5－t6階段：iLr下降為零，VD1、VD2、VD3因電流過零關斷，iL通過導通的主管S繼續上升。

　　Mode7,t6－t7階段：主管S受控關斷，iL向Cr充電，Ucr上升；由于Ucl＋Ucr=UO,Ucr上升使Ucl下降（也就是iL向C1反向充電，VD2導通）。直至Ucr=UO,Ucl=0,使輔管Sr的緩沖電容C1電壓無損回零，實現

圖1改進型ZVT－BOOST電路

（a）Mode1?? (b)Mode2

（c）Mode3??? (d)Mode4

（e）Mode5??? (f)Mode6

（g）Mode7??? (h)Mode8

圖2電路工作的八個階段

圖3電路工作的原理波形

了無損吸收，可以看出，C1對主管S關斷也起到了關斷緩沖的作用。

　　Mode8,t7－t8階段：BOOST二極管VD開通，并保持Ucr=UO,Ucl=0。

　　電路進入下一周期。圖3給出了電路的主要波形。

　　可以看出，改進型ZVT－BOOST電路的主管在零電壓下開通。關斷時，并聯電容減少了關斷損耗。輔管由于增加了緩沖吸收電容C1，減少了關斷損耗。而且吸收電路的能量（1/2）C1U2o向負載釋放，沒有造成損耗。因此，無損吸收進一步降低了原來ZVT－BOOST電路的損耗。

3仿真結果

　　對圖1電路用PSPICE進行仿真，選用參數為：L=600μH，Cr=1000pF,Lr=20μH,C1=1nF,Cds=400pF,Uin=200V(DC),UO=400V,RO=82Ω。圖4給出了仿真結果。

4主要參數的設計

　　把改進型ZVT－BOOST電路運用于PFC，設計指標：Pin=4.0kW,Uin=220V,Uo=400V,fs=50kHz,PF>0.99,輸入電流脈動<10％ 。

(1)BOOST電感L

L的選取應滿足輸入電流紋波的要求，根據SPWM的調制原理，不難得到[4]。

式中，Uin(pk)為輸入電壓的峰值；△I為最大輸入電流紋波。

（2）輸出濾波電容Co

對輸入、輸出瞬時功率進行分析，可以看出輸出電壓Uo包含有兩倍網頻（即100Hz）的紋波，為了使Uo滿足設計要求（脈動<5％ ） ，

（3）諧振參數Lr、Cr

由前述原理可知，為了保證主管零電壓開通，主管的開通時刻應比輔管延時一段時間td,

td≥t2－t1=t10＋t21(4)

式中，t10為iL從VD換向Sr所需的時間，

t10=t1－t0=Lr·iLmax/Uo(5)

其中iLmax應取最大輸入電流并考慮其紋波。

其中Tr為諧振周期。

　　改進型ZVT－BOOST電路由于給輔管增加了無損吸收電路（緩沖強度可按強型設計），大大減小（甚至消除）了關斷損耗，進一步減小整個電路的損耗。

圖4PSPICE仿真結果

圖5改進型ZVT—BOOST電路實驗波形

　　設計時，諧振頻率fr一般取開關頻率fs的5～10倍。過高，則諧振電流峰值太大；過小，則td過長，主電路不能利用的占空比太大，造成輸入電流的畸變和輸出電壓的不穩。Cr的選取應有利于減少主管的關斷損耗和不引起過大的諧振峰值電流。由于C1同樣對主管起到了關斷緩沖吸收的作用，因此Cr的值可取小，甚至不用外接。取Cr=1000pF(包括主管內部輸出電容)、Lr=20μH，td=2μs。

　　（4）吸收電容C1

　　C1取大有利減小主管和輔管的關斷損耗，但過大，則會造成L中的能量不足以使UC1恢復回零，起不到緩沖的作用，實驗中取C1=1nF。

5實驗結果與結論

(a)主管驅動與主管端壓波形??(b)PFC電路輸入端電壓、電流波形

　　圖5給出了采用改進型ZVT－BOOST電路實現PFC的實驗波形。

參考文獻

1 Hengchun Mao, Fred. C. Lee, “ Review of Power Factor Correction Techniques,” IPEMC'97

2 K. Dierberger, “ New U1trafast Recovery Diode Technology Improves Performance of High Frequency Power Circuit” , APT Application Note, APT9301.

3 Guichao Hua, Chingshang Leu et al,“ Novel Zero－ voltage transition PWM Converters", IEEE TRANS. Power Electron., 94, 9(2): 213～ 218

4 Philip C.Tood, “ UC3854 Controlled Power Factor Correction Circuit Design” , Unitrode Application Note, U－ 134, 95.