關鍵詞：PWM控制器；MAX668/MAX669；DC/DC變換器

1引言

MAX668/MAX669是固定頻率的工作于電流模式的PWM控制器，功率可超出20W且可調，效率可達90％。寬范圍的輸入電壓（1.8～28V）使其可接受多種電源輸入，具有可調節的頻率范圍（100～500kHz）、可外同步運行等特點，使其對外接元件的尺寸和成本的優化更為方便，可以實現對于敏感頻率和開關諧波的隔離。兩種器件同時具有數控軟啟動功能、邏輯控制的停機模式、用戶設置的峰值電流以及輸出容量12mA的5V線性穩壓器等。其封裝形式為十分靈巧的10引腳μMAX封裝。這些優點使MAX668/MAX669可以廣泛應用于無繩電話、手提電腦等許多電子設備中。

2管腳功能和使用特點

其封裝形式如圖1所示。

各管腳功能如下：

腳1LDO5V的芯片調壓器輸出，該調壓器為內部的所有電路供電，包括EXT門極驅動，通過1個1μF的陶瓷電容器與接地端連接；

腳2FREQ振蕩頻率設定的輸入端，通過1個電阻ROSC連接FREQ與接地端，設定頻率fOSC=5×1010/ROSC，頻率為100～500kHz可調，當SYNC/SHDN利用外部時鐘時同樣使用該電阻；

腳3GND邏輯地；

腳4REF1?25V的參考輸出，通過0?22μF的電容與接地端連接，可以有50μA的電流；

腳5FB反饋輸入，其閾值為1?25V；

腳6CS＋電流傳感器的正輸入端，在CS＋與PGND之間接電流傳感器電阻RCS；

腳7PGNDEXT門極驅動和電流檢測負向輸入端；

腳8EXT外部MOSFET門極驅動輸出；

腳9VCC電源輸入到腳1調壓器，VCC可以接受28V的電壓，由一個0?1μF陶瓷電容與接地端連接；

腳10SYNC/SHDN停機控制和同步輸入，有三種控制模式：當該管腳為低電平時，停機；當為高電平

圖1MAX668/MAX669的封裝形式

圖2升壓型DC/DC變換器

時，由腳2設置的振蕩頻率運行；當外同步運行時，由時鐘設置運行頻率，轉換周期起始于輸入時鐘的上升沿。

MAX668與MAX669的不同之處是可以運行于自舉或非自舉兩種狀態，輸入電壓在3～28V，VCC可以連接到輸入、輸出或其它電壓源。在自舉時，輸出不高于28V，在非自舉時，輸出可高于28V并可調。MAX669輸入電壓在1.8～28V之間。必須連接成自舉狀態，輸出電壓不高于28V，因為MAX669沒有欠壓封鎖功能，當LDO低于2?5V時，在開環下以50％的占空比啟動振蕩器驅動EXT，當LDO高于2?5V時，運行在閉環狀態下。

SYNC/SHDN提供外同步運行和關機控制。當SYNC/SHDN為低電平時，芯片關機；當SYNC/SHDN為高電平時，則芯片通過ROSC確定運行頻率，

ROSC=5×1010/fOSC（Ω）。當芯片為外部同步運行時，時鐘信號的上升沿為SYNC/SHDN的輸入，當同步信號丟失時，若SYNC/SHDN為高電平，內部振蕩器將在最后一個周期起作用，頻率仍由ROSC確定；當利用外部時鐘時，若不能滿足15mV的電流檢測器閾值，則將切換為閑置模式，即閑置模式只發生在輕載時，此時，ROSC將被設置為低于同步時鐘頻率15％的頻率，即ROSC（SYNC）=5×1010/（0.85×fSYNC）（Ω）

MAX668/MAX669具有軟啟動功能，而且不需外部電容器。當芯片加電時，或者退出欠壓鎖定時會出現軟啟動。MAX669只有LDO的電壓達到2?5V時，才會開始軟啟動。

3DC/DC變換器的設計

以升壓型DC/DC變換器的設計為例，對其設計過程進行說明。變換器電路如圖2所示。

3.1設置運行頻率

頻率的確定主要考慮如下因素

1）噪聲因素，運行頻率必須設置高于或低于特定的頻段；

2）高頻率允許使用小容量的電感器和電容器；

3）高頻將使芯片和FET器件消耗較大的能量，降低系統效率；而小容量的電感和電容器具有較小的等效電阻值，在一定程度上能彌補效率的降低。 當利用內部頻率時，ROSC（SYNC）=5×1010/fOSC（Ω）；當利用外部時鐘時，ROSC（SYNC）=5×1010/（0.85×fSYNC）（Ω）。

3?2設置輸出電壓

輸出電壓由電阻R2和R3確定，首先在10kΩ和1MΩ之間選定R3，則R2為R2=R3（1）

式中：VREF為1?25V。

3?3確定電感值

根據芯片內部設置的動態補償得出的電感量優化值為

LID=VOUT/(4×IOUT×fOSC)（2）

當計算的電感值不是標準值時，可以在較大的±30％容差范圍內選擇標準值，當取值小于計算值時，電感電流的峰?峰值ILPP將變大，需使用大的輸出濾波電容，以滿足紋波要求。當取值高于計算值時，需要增大相同比例的濾波電容器。因為其高頻損耗較高，推薦應用鐵氧體鐵芯，不要使用鐵粉芯。

3?4確定峰值電感電流

峰值電感電流為

ILP=ILDC＋ILPP/2（3）

式中：ILDC為平均直流輸入電流；

ILPP為電感峰?峰紋波電流。ILDC=（4）

式中：VD為肖特基整流二極管D1的正向壓降；

VSW為外部FET壓降。

當導通時ILPP=（5）

式中：L為電感量。

選擇的電流飽和值應該等于或高于計算值。

另外電感應該有盡可能小的電阻值，該電阻的耗能為

PLR=(IOUT×VOUT/VIN)2×RL（6）

式中：RL為電感串聯等效電阻。

當確定峰值電感電流值后，根據器件的電氣特性得知在最壞情況下的最小電流限制閾值電壓為85mV，由最大負載電流下的電感峰值電流可得電流檢測器電阻為

RCS=85/ILP(mΩ)(7)

當峰值電感電流大于1A時，必須利用開爾文傳感器的連接型式將RCS連接在CS＋和PGND之間,PGND和GND連接在一起。

3.5功率MOSFET的選擇

需要選擇N溝道的MOSFET，在選擇時主要考慮

1）總的門極電荷Qg；

2）反向傳遞電容或電荷CRSS；

3）通態電阻RDS（ON）；

4）最大的VDS(max)；

5）最小的閾值電壓VTH(min)。

當頻率高時，Qg和CRSS對效率的影響更大一些，為主要考慮對象。Qg同時影響器件的導通電流

IG=Qg×fOSC（8）

3?6二極管的選擇

高頻率要求選擇快速二極管，推薦使用肖特基二極管，因為其具有快恢復時間和低的正向壓降。二極管的平均電流額定值需滿足下式計算值ID=IOUT＋（9）

二極管的反向擊穿電壓必須高于VOUT。當輸出電壓高時，可選用硅整流管。

3?7輸出濾波電容

最小的輸出濾波電容為COUT(min)=（F）（10）

式中：VIN(min)為最小期望的輸入電壓。

輸出紋波主要由電容等效串聯電阻ESR決定，一般取2～3倍的COUT(min)。此時輸出紋波電壓為

VRI(ESR)=ILP×ESR（11）

3?8輸入電容的選擇

輸入電容CIN可以減小電流噪聲和輸入電源的電流峰值。輸入電容值主要由輸入電源的等效阻抗值決定。阻抗越大，電容值越大，一般選擇輸入電容值CIN與輸出電容值COUT相等。

3?9旁路電容

在REF和GND之間連接1個0?22μF的旁路電容，在LDO和GND之間連接1個1μF的旁路電容，在VCC和GND之間連接1個0?1μF的旁路電容，而且所有的旁路電容離管腳越近越好。

3?10補償電容

由于輸出波電容的等效串聯電阻ESR將在控制環中增加1個左半平面零點，影響穩定性，因此在FB和GND之間需要連接一個補償電容CFB，CFB與反饋等效電阻作用形成一個極點，從而抵消ESR引起的零點。因此補償電容值為CFB=COUT×（F）（12）

式中：R2和R3為反饋電阻。

實際取值可以為計算值的50％～150％。

4結語

MAX668/MAX669可廣泛地應用于升壓型、SEPIC、反激型和隔離型等多種拓撲結構，在選擇運行模式和芯片時，有幾點需要注意：

1）當VIN低于2?7V時，必須選擇MAX669芯片且連接為自舉模式。當輸出電壓始終不高于5?5V時，LDO需要與VCC短接，使LDO調壓器失效，以消除LDO的壓降。

2）當VIN高于3?0V時，尤其是輸出電壓較高時，采用非自舉模式可以減少芯片靜態損耗，同樣當VIN始終不高于5?5V時，LDO需要與VCC短接，使LDO調壓器失效，以消除LDO的壓降。

3）當VIN在3.0～4.5V之間時，若連接為自舉模式，盡管增加了靜態功耗，但可以提高門極驅動能力，減小MOSFET的通態電阻，從而提高系統的效率。

4）當VIN始終高于4?5V時，采用非自舉模式較好，因為此時若采用自舉模式，不會增加門極驅動能力，但是額外地增加了芯片的靜態功耗。

參考文獻

[1]MAXIM.Integratedproducts,1999.