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摘要：一直以來，三運放儀表放大器作為工業標準被用于那些要求高增益和/或高CMRR的精密應用場合。然而，當此類放大器工作在當前絕大多數應用所要求的單電源供電系統時，存在較大的局限性。本文闡述了傳統的三運放儀表放大器的局限性，并介紹了Maxim受專利保護的間接電流反饋結構，這種架構的儀表放大器工作在單電源時具有明顯優勢。本文還給出測試波形，用于支持持具體的分析結構。
本文還發表在Maxim工程期刊，第60期(PDF, 873kB)。
圖1. MAX4194–MAX4197系列三運放儀表放大器的內部結構示意圖
圖2. 在這個輸入信號的二級放大架構中，輸入共模電壓被帶入中間級(圓圈內)
目前，大多數低電壓放大器都提供滿擺幅輸出，但不一定具備滿擺幅輸入特性。盡管如此，這里我們還是以單電源(VCC)三運放儀表放大器為例，假設該儀表放大器具有高增益、滿擺幅輸入和輸出，如圖1所示。
因為VOUT = 增益 × VDIFF + VREF，由此可得：
為防止VOUT1和VOUT2達到電源電壓擺幅，必須保證：
0 < (VOUT1，VOUT2) < VCC
(例如，0 < VCM ± (VOUT - VREF) / 2 < VCC)
注意：
0 < VOUT < VCC
實際應用中經常設定VREF = 0 (用于單極性輸入信號)或VREF = VCC/2 (用于雙極性輸入信號)。
當VREF = 0時，不等式簡化為：
0 < VCM ± VOUT/2 < VCC
VREF = VCC/2時，不等式簡化為：
0 < VCM ± VOUT/2 ± VCC/4 < VCC
通過圖表更易于理解上述條件，如圖3所示。
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圖3. (a) VREF = 0和(b) VREF = VCC/2時，不同輸入差分電壓下，單電源供電三運放儀表放大器所允許的VCM。橫軸是經過放大的輸入差分電壓(VOUT)。
圖3中的灰色區域表示輸入共模電壓的范圍(與輸入差分電壓有關)，其中，圖1中的放大器(A1，A2)的輸出將不會達到電源電壓擺幅進入飽和狀態，該范圍取決于VOUT和VREF。因為VOUT - VREF是真正放大后的輸入差分電壓部分，所允許的共模輸入范圍隨著輸入差分電壓的變化而變化。
當然，最理想的情況是充分利用電路增益—當輸入達到預期的最大差分電壓時獲得滿擺幅輸出(VOUT)。圖4中的黑色區域表示儀表放大器對最大輸入差分電壓進行放大時的輸入共模電壓范圍，輸出為：VOUT = 0或VOUT = VCC。
圖4. 黑色區域表示(a) VREF = 0和(b) VREF = VCC/2時，傳統的三運放儀表放大器對信號進行放大達到最大輸出電壓時(即最大輸入差分電壓時)所對應的輸入共模電壓范圍。
由此可見，兩種情況下輸入共模電壓都受到了嚴格限制，特別是：
因為A1飽和(VOUT1 = 0)，使其進入了比較器(非線性)工作模式，反相引腳的電壓不再與同相引腳(VIN-)保持相等的電壓。放大器A2將等效于同相放大器，以1 + R1 / (R1 + RG)的增益放大同相端(VIN+)的電壓。對于高增益放大器，RG << R1，因而放大器A2變成了一個同相增益為2的放大器。
第2級差分放大器A3檢測其輸入VOUT1和VOUT2，然后產生差分輸出：
VOUT = (2 × VCM + VDIFF) + VREF
同理，如果A2輸出達到地電位時飽和：
VOUT = -(2 × VCM - VDIFF) + VREF
這是三運放儀表放大器工作模式中的一個潛在隱患。此時儀表放大器不僅不放大輸入差分電壓造成器件性能下降，三運放儀表放大器還會對輸入共模電壓進行放大。最糟糕的是，共模電壓通常不受控制，并且是對有用信號有害的噪聲。這是一個很嚴重的問題，因為選擇儀表放大器的本意是用來消除此類噪聲。
因此，精密儀表放大器大多采用非滿擺幅輸入結構，盡管此類放大器的輸入共模電壓范圍仍包括了電源的負擺幅(0V)。如果我們回頭查看以下圖3，考慮它對輸入共模電壓的限制，重新繪制的圖形如圖5所示。
圖5. 采用非滿擺幅輸入級時，(a) VREF = 0和(b) VREF = VCC/2時，單電源供電的三運放儀表放大器在不同輸入差分電壓下可以接受的輸入共模電壓。
圖6. MAX4462和MAX4209儀表放大器所采用的間接電流反饋結構。
這種新結構包含一個高增益放大器(C)和兩個跨導放大器(A和B)。每個跨導放大器將輸入差分電壓轉換成輸出電流，并抑制所有的輸入共模電壓。放大器穩定工作時，gM A級源出的輸出電流與gM B級吸收的輸入電流相等。通過高增益放大器C的反饋實現這一電流匹配，同時使反饋放大器B輸入端的差分電壓與放大器A輸入端的差分電壓相同。該設計隨后在輸出電阻網絡建立一個指定的電流(等于VDIFF / R1)，該電流同樣也流過R2。因此，OUT輸出電壓僅對輸入差分電壓進行放大(增益 = 1 + R2 / R1)。可以在REF上加上一個任意參考電壓，從而為輸出電壓提供偏置，原理與標準三運放儀表放大器類似。
將器件框圖轉換成等效電路，如圖7中所示，將該圖與圖2進行比較，可以看出一個重要優勢。三運放儀表放大器的中間信號不僅包含了放大后的差分電壓，而且也包含輸入共模電壓。而間接電流反饋結構僅包含放大后的輸入差分電壓，第一級電路即提供了所有共模抑制。隨后，由第二級給出所有差分增益并進一步抑制共模信號，所以，可以采用基準電壓為輸出提供偏置。由此可見，三運放儀表放大器中所具有的輸入共模電壓在間接電流反饋結構中被完全抑制掉。
圖7. 間接電流反饋儀表放大器在第一級輸出中不存在共模電壓。
考慮到輸入共模電壓的限制(例如，一個非滿擺幅輸入級)，器件的傳輸特性如圖8所示。黑色區域表示滿量程輸出電壓對應的輸入共模電壓的限制范圍。灰色區域給出了儀表放大器按照設想正常工作時的輸入共模電壓的范圍—輸出電壓與放大后的輸入差分電壓成正比，同時抑制所有輸入共模電壓。
圖8. 間接電流反饋儀表放大器可接受的輸入共模電壓范圍如圖中灰色和黑色部分所示，(a)和(b)中，黑色區域是灰色區域的子集，在這一區域中可得到滿量程輸出電壓。
本實驗中，采用兩種信號波形輸入到儀表放大器中。
例1是帶有100Hz較大共模電壓的1kHz差分信號，理想的儀表放大器輸出不包含100Hz信號成分，只有1kHz的信號。信號波形可近似為：
VIN+ = 正弦波振幅 = 2VP-P，
偏置 = 1V，頻率 = 100Hz
(VIN+ - VIN-) = 正弦波振幅 = 30mVP-P，
偏置 = 0，頻率 = 1kHz
例2是帶有1kHz較大共模電壓的100Hz差分電壓。理想的儀表放大器輸出不包含1kHz信號成分，只有100Hz信號。輸入信號波形可以近似為：
VIN+ = 正弦波振幅 = 2VP-P，
偏置 = 1V，頻率 = 1kHz
(VIN+ - VIN-) = 正弦波振幅 = 30mVP-P，
偏置 = 0，頻率 = 100Hz
實驗結果如下，其中通道1為VIN+，通道2為VIN-，通道3為儀表放大器的輸出。
圖9. 途中給出了例1采用的(a) MAX4209H間接電流反饋結構和(b) MAX4197三運放結構的測試結果。注意：由于在輸入1和輸入2跡線中，100Hz的VCM信號占優勢，1kHz VDIFF太小而不可見。
圖10. 圖中給出了例2采用的(a) MAX4209H間接電流反饋結構和(b) MAX4197三運放結構的測試結果。注意(如圖9)，對于三運放結構的儀表放大器，輸出1kHz的VCM信號遠遠超出預期值，而間接電流反饋結構仍然具有優異的性能。
本文還發表在Maxim工程期刊，第60期(PDF, 873kB)。
儀表放大器的應用
在具有較大共模電壓的條件下，儀表放大器能夠對很微弱的差分電壓信號進行放大，并且具有很高的輸入阻抗。這些特性使其受到眾多應用的歡迎，廣泛用于測量壓力和溫度的應變儀電橋接口、熱電耦溫度檢測和各種低邊、高邊電流檢測。三運放儀表放大器
典型的三運放儀表放大器(見圖1)可提供出色的共模抑制，并可通過單個電阻精確設置差分增益。其結構由兩級電路構成：第一級提供單位共模增益和整體的(或大部分)差分增益，第二級則提供單位(或更小的)差模增益和整體的共模抑制(見圖2)。圖1. MAX4194–MAX4197系列三運放儀表放大器的內部結構示意圖
圖2. 在這個輸入信號的二級放大架構中，輸入共模電壓被帶入中間級(圓圈內)
目前，大多數低電壓放大器都提供滿擺幅輸出，但不一定具備滿擺幅輸入特性。盡管如此，這里我們還是以單電源(VCC)三運放儀表放大器為例，假設該儀表放大器具有高增益、滿擺幅輸入和輸出，如圖1所示。
因為VOUT = 增益 × VDIFF + VREF，由此可得：
| (VOUT1，VOUT2) | = VCM ± (增益 × VDIFF/2) |
| ? | = VCM ± (VOUT - VREF) / 2 |
為防止VOUT1和VOUT2達到電源電壓擺幅，必須保證：
0 < (VOUT1，VOUT2) < VCC
(例如，0 < VCM ± (VOUT - VREF) / 2 < VCC)
注意：
0 < VOUT < VCC
實際應用中經常設定VREF = 0 (用于單極性輸入信號)或VREF = VCC/2 (用于雙極性輸入信號)。
當VREF = 0時，不等式簡化為：
0 < VCM ± VOUT/2 < VCC
VREF = VCC/2時，不等式簡化為：
0 < VCM ± VOUT/2 ± VCC/4 < VCC
通過圖表更易于理解上述條件，如圖3所示。
圖3. (a) VREF = 0和(b) VREF = VCC/2時，不同輸入差分電壓下，單電源供電三運放儀表放大器所允許的VCM。橫軸是經過放大的輸入差分電壓(VOUT)。
圖3中的灰色區域表示輸入共模電壓的范圍(與輸入差分電壓有關)，其中，圖1中的放大器(A1，A2)的輸出將不會達到電源電壓擺幅進入飽和狀態，該范圍取決于VOUT和VREF。因為VOUT - VREF是真正放大后的輸入差分電壓部分，所允許的共模輸入范圍隨著輸入差分電壓的變化而變化。
當然，最理想的情況是充分利用電路增益—當輸入達到預期的最大差分電壓時獲得滿擺幅輸出(VOUT)。圖4中的黑色區域表示儀表放大器對最大輸入差分電壓進行放大時的輸入共模電壓范圍，輸出為：VOUT = 0或VOUT = VCC。
圖4. 黑色區域表示(a) VREF = 0和(b) VREF = VCC/2時，傳統的三運放儀表放大器對信號進行放大達到最大輸出電壓時(即最大輸入差分電壓時)所對應的輸入共模電壓范圍。
由此可見，兩種情況下輸入共模電壓都受到了嚴格限制，特別是：
- 如果想要完全放大單極性差分輸入信號(假設VREF = 0且可以得到0至VCC的滿擺幅輸出)，信號的共模電壓應為?VCC。在其它共模電壓下，輸出電壓將達不到VCC滿擺幅(須減小輸入差分電壓的最大值)。對于雙極性輸入差分信號(VREF = ?VCC)，0至VCC滿擺幅輸出電壓所對應的輸入共模電壓范圍僅為?VCC至?VCC。
- 在這兩種情況中，如果輸入共模電壓達到或接近地電位(0V)，放大器將無法放大輸入差分電壓信號。由此，假設輸入差分電壓(所需要的)與輸入共模電壓(不需要的)電壓無關，黑色區域代表滿量程輸出電壓VOUT對應的VCM最小值和最大值。該區域之外，VDIFF和VCM配合不當的話將會產生無法接受的VCM電壓。注意，圖4a中，如果需要得到滿量程的VCM變化，則輸入共模電壓的容限為0。也就是說，輸入信號不允許有共模變化。
- 如果內部放大器(A1和A2)在輸出達到電源擺幅時發生飽和將如何處置？
- 輸入不能達到滿擺幅時會有什么影響？
輸入放大器飽和的影響
假設放大器A1的輸出達到地電位時發生飽和，即，VIN+ > VIN-，同時共模電壓處于圖4中的X區域(VDIFF大于灰色區的允許值)。因為A1飽和(VOUT1 = 0)，使其進入了比較器(非線性)工作模式，反相引腳的電壓不再與同相引腳(VIN-)保持相等的電壓。放大器A2將等效于同相放大器，以1 + R1 / (R1 + RG)的增益放大同相端(VIN+)的電壓。對于高增益放大器，RG << R1，因而放大器A2變成了一個同相增益為2的放大器。
| VOUT2 = 2 × VIN+ | = 2 × (VCM + VDIFF/2) |
| ? | = 2 × VCM + VDIFF |
第2級差分放大器A3檢測其輸入VOUT1和VOUT2，然后產生差分輸出：
VOUT = (2 × VCM + VDIFF) + VREF
同理，如果A2輸出達到地電位時飽和：
VOUT = -(2 × VCM - VDIFF) + VREF
這是三運放儀表放大器工作模式中的一個潛在隱患。此時儀表放大器不僅不放大輸入差分電壓造成器件性能下降，三運放儀表放大器還會對輸入共模電壓進行放大。最糟糕的是，共模電壓通常不受控制，并且是對有用信號有害的噪聲。這是一個很嚴重的問題，因為選擇儀表放大器的本意是用來消除此類噪聲。
非滿擺幅輸入結構的影響
如上所述，大多數放大器具有滿擺幅輸出，但不具備滿擺幅輸入。精密應用中，滿擺幅輸入級往往難以設計，因為共模電壓接近VCC和GND時，交越特性不理想—處于轉變過程中，輸入差分級的n型和p型對管之間將產生失調電壓。優秀的精密儀表放大器設計的關鍵參數是低VOS和高CMRR。當在交越區域改變共模電壓時，因為CMRR = ΔVOS / ΔVCM， VOS的變化將大大降低CMRR性能。因此，精密儀表放大器大多采用非滿擺幅輸入結構，盡管此類放大器的輸入共模電壓范圍仍包括了電源的負擺幅(0V)。如果我們回頭查看以下圖3，考慮它對輸入共模電壓的限制，重新繪制的圖形如圖5所示。
圖5. 采用非滿擺幅輸入級時，(a) VREF = 0和(b) VREF = VCC/2時，單電源供電的三運放儀表放大器在不同輸入差分電壓下可以接受的輸入共模電壓。
間接電流反饋結構
間接電流反饋結構是設計儀表放大器的新型方案，由于該架構所具備的眾多優點越來越多地受到人們的青睞。圖6給出了MAX4462和MAX4209儀表放大器所采用的間接電流反饋結構。圖6. MAX4462和MAX4209儀表放大器所采用的間接電流反饋結構。
這種新結構包含一個高增益放大器(C)和兩個跨導放大器(A和B)。每個跨導放大器將輸入差分電壓轉換成輸出電流，并抑制所有的輸入共模電壓。放大器穩定工作時，gM A級源出的輸出電流與gM B級吸收的輸入電流相等。通過高增益放大器C的反饋實現這一電流匹配，同時使反饋放大器B輸入端的差分電壓與放大器A輸入端的差分電壓相同。該設計隨后在輸出電阻網絡建立一個指定的電流(等于VDIFF / R1)，該電流同樣也流過R2。因此，OUT輸出電壓僅對輸入差分電壓進行放大(增益 = 1 + R2 / R1)。可以在REF上加上一個任意參考電壓，從而為輸出電壓提供偏置，原理與標準三運放儀表放大器類似。
將器件框圖轉換成等效電路，如圖7中所示，將該圖與圖2進行比較，可以看出一個重要優勢。三運放儀表放大器的中間信號不僅包含了放大后的差分電壓，而且也包含輸入共模電壓。而間接電流反饋結構僅包含放大后的輸入差分電壓，第一級電路即提供了所有共模抑制。隨后，由第二級給出所有差分增益并進一步抑制共模信號，所以，可以采用基準電壓為輸出提供偏置。由此可見，三運放儀表放大器中所具有的輸入共模電壓在間接電流反饋結構中被完全抑制掉。
圖7. 間接電流反饋儀表放大器在第一級輸出中不存在共模電壓。
考慮到輸入共模電壓的限制(例如，一個非滿擺幅輸入級)，器件的傳輸特性如圖8所示。黑色區域表示滿量程輸出電壓對應的輸入共模電壓的限制范圍。灰色區域給出了儀表放大器按照設想正常工作時的輸入共模電壓的范圍—輸出電壓與放大后的輸入差分電壓成正比，同時抑制所有輸入共模電壓。
圖8. 間接電流反饋儀表放大器可接受的輸入共模電壓范圍如圖中灰色和黑色部分所示，(a)和(b)中，黑色區域是灰色區域的子集，在這一區域中可得到滿量程輸出電壓。
實驗結果
下面的實驗結果為關于間接電流反饋架構的討論提供了有力支持。假設采用MAX4197和MAX4209H，二個儀表放大器的增益均為100。MAX4197是三運放結構，而MAX4209H是間接電流反饋儀表放大器。二者均采用VCC = 5V供電，并使用VREF = 2.5V提供器件的零輸出偏置。本實驗中，采用兩種信號波形輸入到儀表放大器中。
例1是帶有100Hz較大共模電壓的1kHz差分信號，理想的儀表放大器輸出不包含100Hz信號成分，只有1kHz的信號。信號波形可近似為：
VIN+ = 正弦波振幅 = 2VP-P，
偏置 = 1V，頻率 = 100Hz
(VIN+ - VIN-) = 正弦波振幅 = 30mVP-P，
偏置 = 0，頻率 = 1kHz
例2是帶有1kHz較大共模電壓的100Hz差分電壓。理想的儀表放大器輸出不包含1kHz信號成分，只有100Hz信號。輸入信號波形可以近似為：
VIN+ = 正弦波振幅 = 2VP-P，
偏置 = 1V，頻率 = 1kHz
(VIN+ - VIN-) = 正弦波振幅 = 30mVP-P，
偏置 = 0，頻率 = 100Hz
實驗結果如下，其中通道1為VIN+，通道2為VIN-，通道3為儀表放大器的輸出。
例1實驗結果
圖9a中，MAX4209H得到了預期結果，MAX4197只有在輸入共模電壓遠遠高于地電位時才能得到預期結果(圖9b)。在MAX4197的輸出電壓中帶有明顯的100Hz信號成分。圖9. 途中給出了例1采用的(a) MAX4209H間接電流反饋結構和(b) MAX4197三運放結構的測試結果。注意：由于在輸入1和輸入2跡線中，100Hz的VCM信號占優勢，1kHz VDIFF太小而不可見。
例2實驗結果
MAX4209H給出了預期結果(圖10a)，MAX4197只有在共模電壓遠遠高于地電位時才能放大輸入差分信號(圖10b)。當共模電壓接近地電位時，輸出電壓為共模電壓的反相信號或只是簡單的共模緩沖信號，具體取決于A1和A2中的哪一個進入飽和狀態(如上所述)。圖10. 圖中給出了例2采用的(a) MAX4209H間接電流反饋結構和(b) MAX4197三運放結構的測試結果。注意(如圖9)，對于三運放結構的儀表放大器，輸出1kHz的VCM信號遠遠超出預期值，而間接電流反饋結構仍然具有優異的性能。
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