Q. 為什么要驅動容性負載？

A.這通常不是一個選擇的問題。在大多數情況下，負載電容不是來自您有意添加的電容器;大多數情況下，它是一種不需要的寄生，例如一段同軸電纜的電容。然而，確實會出現需要在運算放大器輸出端去耦直流電壓的情況，例如，當運算放大器用于反相基準電壓并驅動動態負載時。在這種情況下，您可能希望將旁路電容直接放置在運算放大器的輸出端。無論哪種方式，容性負載都會影響運算放大器的性能。

Q. 容性負載如何影響運算放大器性能？

A.簡而言之，它可以將您的放大器變成振蕩器。方法如下：

運算放大器具有固有的輸出電阻Ro，與容性負載一起，在放大器的傳遞函數中形成一個額外的極點。如波特圖所示，在每個極點，振幅斜率變得更加負20 dB/十倍頻程。注意每個極點如何增加多達-90°的相移。我們可以從兩個角度中的任何一個來看待不穩定。觀察對數圖上的幅度響應，當開環增益和反饋衰減之和大于單位時，會出現電路不穩定。同樣，從相位響應來看，如果環路相移低于閉環帶寬，運算放大器將傾向于以環路相移超過-180°的頻率振蕩。電壓反饋型運算放大器電路的閉環帶寬等于運算放大器的帶寬積（GBP，或單位增益頻率）除以電路的閉環增益（ACL).

運算放大器電路的相位裕量可以被認為是使電路不穩定所需的閉環帶寬下的額外相移量（即，相移+相位裕量= -180°）。當相位裕量接近零時，環路相移接近-180°，運算放大器電路接近不穩定。通常，遠小于45°的相位裕量值會導致頻率響應中的“峰值”以及階躍響應中的過沖或“振鈴”等問題。為了保持保守的相位裕量，容性負載產生的極點應至少比電路的閉環帶寬高出十倍頻程。如果不是，請考慮不穩定的可能性。

Q. 那么如何處理容性負載呢？

A.首先，應確定運算放大器是否可以安全地自行驅動負載。許多運算放大器數據手冊都規定了“容性負載驅動能力”。其他則提供了“小信號過沖與容性負載”的典型數據。在查看這些數字時，您會發現過沖隨著負載電容的增加呈指數級增長。當接近100%時，運算放大器接近不穩定。如果可能，請使其遠離此限制。另請注意，此圖用于指定的增益。對于電壓反饋型運算放大器，容性負載驅動能力隨增益成比例增加。因此，能夠以單位增益安全驅動100 pF電容的aVF運算放大器應該能夠以1000的增益驅動10 pF電容。

一些運算放大器數據手冊規定了開環輸出電阻（Ro），從中可以計算增益的頻率 - 如上所述的添加極點。如果增加極點的頻率（fP） 比電路的帶寬高出十余年。

如果運算放大器的數據手冊沒有指定容性負載驅動或開環輸出電阻，也沒有過沖與容性負載的關系圖，那么為了確保穩定性，您必須假設任何負載電容都需要某種補償技術。有許多方法可以穩定標準運算放大器電路以驅動容性負載。以下是一些：

噪聲增益控制：在低頻應用中保持穩定性的一種有效方法（通常被設計人員忽視）是在不改變信號增益的情況下增加電路的閉環增益（也稱為“噪聲增益”），從而降低開環增益和反饋衰減乘積趨于一的頻率。下面顯示了通過在運算放大器輸入之間連接RD來實現此目的的一些電路。這些電路的“噪聲增益”可以通過給定的公式得出。

由于穩定性由噪聲增益而不是信號增益控制，因此上述電路可以在不影響信號增益的情況下提高穩定性。只需保持“噪聲帶寬”（GBP/A噪聲） 至少低于負載產生的極點十倍，以保證穩定性。

這種穩定方法的一個缺點是，由于折合到輸入端的電壓噪聲和輸入失調電壓的放大增加，會產生額外的輸出噪聲和失調電壓。增加的直流失調可以通過包括C來消除D與 R 串聯D，但增加的噪音是這種技術固有的。這些電路的有效噪聲增益（帶和不帶C）D如圖所示。

CD，使用時，應盡可能大;其最小值應為 10 A噪聲/（2 pRDGBP），以保持“噪聲極”至少低于“噪聲帶寬”十年。

環外補償：穩定運算放大器以實現容性負載驅動的另一種方法是在運算放大器的輸出端子和負載電容之間增加一個電阻RX，如下所示。雖然顯然在反饋環路之外，但它與負載電容一起將零點引入反饋網絡的傳遞函數中，從而減少高頻下的環路相移。

為保證穩定性，R的值X應使添加的零（fZ）至少比運算放大器電路的閉環帶寬低十倍頻程。隨著R的加入X，電路性能不會受到第一種方法增加的輸出噪聲的影響，但負載看到的輸出阻抗會增加。這會降低信號增益，因為電阻分壓器由R形成X和 RL.如果 RL已知且合理恒定，增益損耗的結果可以通過增加運算放大器電路的增益來抵消。

這種方法在驅動輸電線路方面非常有效。R 的值L和 RX必須等于電纜的特性阻抗（通常為 50 歐姆或 75 歐姆），以避免駐波。所以 RX是預先確定的，剩下的就是將放大器的增益加倍，以抵消電阻分壓器的信號損耗。問題解決了。

環內補償：如果 RL未知或動態，增益級的有效輸出電阻必須保持較低水平。在這種情況下，連接 R 可能會很有用X在整個反饋循環中，如下所示。在這種配置下，直流和低頻反饋來自負載本身，允許從輸入到負載的信號增益不受分壓器R的影響X和 RL.

增加的電容器，CF，在該電路中允許消除 C 貢獻的極點和零點L.簡單地說，C的零F與 C 的極點重合L和 C 的極點F與 C 的零L.因此，整體傳遞函數和相位響應就像根本沒有電容一樣。為了確保消除兩個極點/零點組合，必須準確求解上述方程。還要注意條件;如果負載電阻相對較大，則很容易滿足它們。

當 RO不得而知。在這種情況下，設計過程變成了猜謎游戲和原型設計的噩夢。關于 SPICE 的注意事項：運算放大器的 SPICE 模型不能準確模擬開環輸出電阻 （RO）;因此，它們不能完全取代補償網絡的實證設計。

同樣重要的是要注意 CL必須具有已知（和常量）值才能應用此技術。在許多應用中，放大器驅動“開箱即用”的負載，而L從一個負載到下一個負載可能會有很大差異。最好只在C時使用上述電路L是封閉系統的一部分。

其中一種應用涉及基準電壓的緩沖或反相，以驅動一個大的去耦電容。在這里，CL是一個固定值，允許準確消除極點/零點組合。這種方法的低直流輸出阻抗和低噪聲（與前兩種方法相比）可能非常有益。此外，可能去耦基準電壓（通常是許多微法拉）的大容量電容無法通過任何其他方法進行補償。

上述三種補償技術各有利弊。您現在應該知道足夠的知識來決定哪種最適合您的應用程序。這三款產品均適用于“標準”、單位增益穩定、電壓反饋型運算放大器。請繼續閱讀，了解使用專用放大器的一些技術。

Q. 我的運算放大器有一個“補償”引腳。我能否對運算放大器進行過度補償，使其在驅動容性負載時保持穩定？

答：是的。這是補償負載電容的最簡單方法。目前，大多數運算放大器都針對單位增益穩定性進行了內部補償，因此不提供“過補償”選項。但許多器件只有在非常高的噪聲增益下才具有固有的穩定性。這些運算放大器有一個引腳，外部電容可以連接到該引腳，以降低主極點的頻率。為了在較低增益下穩定工作，必須將增加的電容連接到該引腳，以降低增益帶寬積。當必須驅動容性負載時，進一步增加（過度補償）可以提高穩定性，但以犧牲帶寬為代價。

問：到目前為止，您只討論了電壓反饋運算放大器，對嗎？電流反饋（CF）運算放大器在容性負載下的行為是否類似？我可以使用此處討論的任何補償技術嗎？

一個。電流反饋架構的某些特性在驅動容性負載時需要特別注意，但對電路的總體影響是相同的。增加的極點與運算放大器輸出電阻相結合，會增加相移并降低相位裕量，從而可能導致峰值、振鈴甚至振蕩。然而，由于不能說CF運算放大器具有“增益帶寬乘積”（帶寬對增益的依賴性要小得多），因此不能僅僅通過增加噪聲增益來大幅提高穩定性。這使得第一種方法不切實際。此外，電容器（CF） 不應置于 CF 運算放大器的反饋環路中，從而使第三種方法無效。補償電流反饋型運算放大器以驅動容性負載的最直接方法是在放大器輸出端增加一個“環外”串聯電阻，如方法2所示。

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問：這很有信息量，但我寧愿不處理這些方程中的任何一個。此外，我的電路板已經布置好了，我不想放棄這個生產運行。是否有任何運算放大器在驅動容性負載時具有固有的穩定性？

答：是的。ADI公司生產的幾款運算放大器可驅動“無限”負載電容，同時保持出色的相位裕量。表中列出了它們，以及其他一些可將容性負載驅動至指定值的運算放大器。關于“無限制”電容負載驅動器件：不要期望在驅動10 μF時獲得與驅動純阻性負載時相同的壓擺率。

審核編輯：郭婷