引言

反并聯二極管的正確設計需要考慮各種因素。其中一些與自身技術相關，其它的與應用相關。但是，正向壓降Vf 、反向恢復電荷Qrr 以及Rth與Zth散熱能力最終將構成一種三角關系。

由于在當前的二極管技術條件下，二極管芯片本身的尺寸已經被削減至很小，所以二極管設計師再次將目光投向電氣性能（忽略成本因素）。本文將聚焦驅動應用中的二極管，進行利弊分析與思考。對于所有應用來說，所考慮的基本點是一樣的：應該使用靜態損耗較低的二極管，還是考慮整個系統（包括IGBT）性能而使用靜態損耗稍高但開關損耗較低的二極管。

二極管優化

二極管的反向恢復電荷Qrr與正向壓降Vf的關系曲線可以表示出二極管的特性。這意味著，原則上該曲線上的每一個點都能實現，如圖1所示。因此，可以設計出低Qrr、高Vf的二極管，或者低Vf、高Qrr的二極管。該曲線可以通過改變電流密度或壽命抑制實現。

圖 1 二極管的Qrr-Vf關系曲線

一般而言，芯片尺寸越大，由于電流密度降低，正向壓降Vf也會降低，這有助于改善芯片的散熱能力，但同時開關損耗增加，成本也會有所提高。

對于給定的電流密度和芯片尺寸而言，通過局部（例如氦離子照射）或整體（電子照射或帶有再結合中心的摻雜，如金或鉑）方法削減載流子壽命有著相似的作用。縮短載流子壽命可削減器件中的積累電荷Qrr，但降低了導通性能，提高了正向壓降Vf；延長載流子壽命能降低正向壓降Vf，但開關損耗增高。大多數實用二極管采用一種或多種壽命控制方法，但整流二極管除外。整流二極管頻率非常低并且對導通損耗要求很高，因此并不總是需要削減載流子壽命。

圖2 取決于芯片尺寸的熱阻

對于本文討論的二極管技術而言，改變電流密度或芯片尺寸都能導致非常相似的曲線。本文選擇了改變電流密度并進行了相關計算。這種方法意味著更小尺寸的二極管芯片，從而實現單片晶圓更高的芯片產量，從而削減芯片的單位價格。

另一方面，更小的芯片有著更高的結對殼熱阻RthJC，因此首先想到的是需要更大的散熱器。但這一結論下得為時過早。

芯片尺寸與熱阻RthJC之間的關系如圖2所示。可以看出雙曲線值近似由圓片貼裝、芯片本身以及導線框的焊接厚度所決定。

但是，為了得出最終評價，有必要更深入地了解總損耗以及IGBT與二極管的損耗分配。

圖3 從二極管到IGBT的整流過程

對整流過程的分析顯示，二極管的反向恢復電荷產生的電流不僅加在二極管本身，而且還流過被整流的IGBT，如圖3所示。集電極波形中的陰影部分代表二極管的反向恢復特性以及寄生輸出電容放電產生的額外電荷。但輸出電容部分通常可以忽略，因為IGBT電容非常小，因此，可假設該區域是完全由反向恢復造成的。可以看出，首先，當IGBT電壓還處于高電平時，反向恢復電流已經開始流動。其次，二極管電流拖尾100ns左右。很明顯，二極管的反向恢復性能對于IGBT中的開關損耗有著非常重要的作用。

觀察功率損耗的分布情況可知，主要功率損耗通常來自IGBT，因此IGBT會造成二極管芯片的發熱。如果二極管本身有更高的損耗，在二極管自身的發熱比IGBT的損耗發熱更高時，這種情況才會發生改變。從產品角度來說，提高二極管的溫度是有利的，這樣可以降低總體損耗以及IGBT結溫。在額定條件下，當IGBT結溫等于二極管結溫時，可實現最佳損耗分布。

這意味著，盡管優化型二極管可能因為更小的芯片尺寸而獲得更高的RthJC，但這不影響IGBT與二極管結合的性能，因為總體功耗降低了。與EmCon2技術相比，采用EmCon3技術的全新反并聯二極管具有較高的正向壓降、改進的反向恢復特性以及更低的開關損耗。

圖4 二極管優化的損耗平衡（RthHS = 4.2 K/W，TA = 50℃， cosΦ= 0.7）

該結論與大多數人的理解——用于驅動應用的二極管必須針對低導通損耗進行優化－相矛盾。特別是在家電驅動中，如變頻洗衣機，低開關損耗同樣至關重要。因為在那些應用中，開關頻率可以達到15 kHz或更高。在這種情況下，開關損耗將構成驅動中整體損耗的很大一部分，絕不能被忽視。這種優化為多種應用打開了大門——不僅在驅動市場，還有所謂的“高速”領域。

圖5 TrenchStop-IGBT采用Vf優化型二極管（左條形圖）以及采用最終設計二極管（右條形圖）時的開關損耗

EMCON3與EMCON2技術的基準

兩種帶二極管的IGBT的單位安培功率損耗平衡情況如圖4所示。左條形圖顯示的是最新推出的EmCon3技術與TrenchStop-IGBT（IGBT3技術）結合的結果。如上所述， EmCon3技術是針對更低開關損耗以及稍高正向壓降進行優化的。右條形圖顯示的是EmCon2技術與TrenchStop-IGBT結合的結果。本基準中使用的EmCon2二極管是英飛凌Fast-IGBT系列中的反并聯二極管。該二極管針對低正向壓降進行了優化。在圖4中使用的是IGP10N60T， 熱阻RthHS =4.2 K/W的散熱器， 環境溫度TA = 50℃， 使結溫升高至125℃左右。開關頻率fP為16 kHz，證明了IGP10N60T和EmCon3技術結合的性能。從圖5中可以看出，正如預期的那樣，IGBT導通損耗根本不受二極管影響。Vf優化型二極管的Qrr提高對IGBT的動態損耗PvsI和二極管的動態損耗PvsD有很大影響。兩種影響合在一起：二極管本身動態損耗的提高及其對IGBT的影響，超越了Vf優化型二極管導通期間的優勢。該特性在開關頻率為5 kHz 左右時已經非常明顯，開關頻率越高影響越大。

圖6 用于溫度計算的熱等效電路

當然，針對具體硬件電路設計確定損耗平衡的各個部分并非易事。通常，工程師在外殼或導線框上測量溫度。兩個二極管的熱阻RthJC被認為是一樣的。結合系統的熱等效電路如圖6所示。恒定環境溫度形成共同的外殼溫度TC，該溫度由散熱器熱阻以及IGBT和二極管的損耗總量決定。因此，二極管和IGBT不同的結對殼熱阻RthJCD 和RthJCI可導致不同的結溫TJD和 TJI。

兩種結合系統形成的結溫如圖7所示。結溫接近125°C，與IGP10N60T和Vf優化型EmCon2二極管結合相比，IGP10N60T與Qrr優化型EmCon3二極管結合實現了更低的結溫。在左側條形圖中，二極管和IGBT的溫度要低4K，IGBT的功率損耗低0.7 W ，二極管低0.2 W。由于IGBT的RthJC更低，IGBT更大的損耗減小對結溫的影響比二極管相對更少的損耗減小產生的影響要小。因此溫度差是一樣的。

圖7 兩種結合系統形成的結溫

當然，損耗降低也被較小的RthJC犧牲了一部分。但是計算顯示，在環境溫度TA為50℃ 時，與10A-IGBT IGP10N60T結合時，最終二極管的結溫大約低了4 ℃。還可以看出，IGBT的結溫也低了4℃。因此，該系統總體上從所選的二極管優化方法中獲益。如果達到與最終二極管一樣的結溫，可以從逆變器中獲得更高電流，從而獲得更高的功率輸出，如圖8所示。另一方面，在給定輸出電流下，甚至可以削減散熱器尺寸，從而降低驅動裝置的成本。不管設計師用哪種方法，系統將實現更高的效率。

圖8 逆變器中一個半橋的輸出有效值電流

結語

二極管優化只考慮正向壓降是不夠的，這必須考慮IGBT技術以及應用條件。在本文中，與TrenchStop-IGBT并聯的二極管是根據IGBT技術與應用條件進行設計的。這些二極管芯片尺寸更小，但是能比更大的Vf優化型芯片實現更低的結溫。這使得工程師能夠更多地利用IGBT與二極管。它可以縮小散熱器的尺寸或增加給定系統的輸出功率，削減系統成本。

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