引言

　　在各型雷達導引頭的研制開發(fā)中，經(jīng)常需要多次試驗以檢驗雷達對目標回波信號的分析處理性能。然而一般外場試驗雖然是最真實的實戰(zhàn)模擬，但需要耗費大量的人力物力，試驗成本昂貴，不適于研制階段的性能考核，通常只作為導彈整體研制完成后的最終性能考核驗證。因此，能夠在實驗室為雷達導引頭工作提供一個模擬真實工作狀態(tài)的電磁環(huán)境就顯得格外重要。雷達回波模擬器正是為適應上述需求研制出現(xiàn)的，它不僅為設計者節(jié)省大量的研制費用，而且可以縮短研制周期，提高工作效率。

　　從實現(xiàn)方法上，雷達回波模擬器一般分為兩大類：存儲回放式和自主產(chǎn)生式。存儲回放式是基于接收待測雷達產(chǎn)品的頻率合成器的發(fā)射信號調(diào)制脈沖，并對發(fā)射信號進行下變頻、采樣存儲、完成目標與干擾的信息數(shù)字調(diào)制處理，再通過高速D／A和上變頻器回放出來的一種實現(xiàn)模式。自主產(chǎn)生式則無需接收待測產(chǎn)品的發(fā)射信號，但需要得到與產(chǎn)品相參的時鐘和調(diào)制脈沖、相參幀同步信號，在此基礎上，采用一個與產(chǎn)品相近的頻綜，直接根據(jù)目標和干擾的參數(shù)信息產(chǎn)生產(chǎn)品所需的模擬回波信號。

　　兩種方式都有各自的優(yōu)缺點。存儲回放式對波形參數(shù)中如帶寬、脈寬等的變化不敏感，可自動適應；但對于脈間頻率捷變情況下的測頻處理則很難快速高精度實現(xiàn)，且由于高速A／D的限制，模擬回波信號的信噪比很難做高。自主產(chǎn)生式則規(guī)避了存儲回放式的上述缺點，但對如帶寬、脈寬等波形的變化必須依靠產(chǎn)品提供信息，靈活性有所欠缺。

　　本文論述一種自主產(chǎn)生式的雷達回波模擬器中頻部分的設計實現(xiàn)方法，該模擬器可產(chǎn)生脈沖單頻、脈沖線性調(diào)頻、步進頻、步進頻+線性調(diào)頻等多種波形的雷達回波信號，并可產(chǎn)生雙目標和參數(shù)可控的帶限高斯白噪聲，可模擬主要的干擾類型；輸出信號既可以直接用于信號處理機的中頻注入式測試，也可上變頻后用于雷達系統(tǒng)的射頻條件下的各種測試驗證。以下對該中頻雷達回波模擬器的實現(xiàn)方法予以詳細闡述。

　　1 回波信號理論分析

　　按照設計要求，該模擬器需要模擬脈沖單頻、脈沖線性調(diào)頻、步進頻、步進頻+線性調(diào)頻共四種波形的信號。其中，步進頻又包括順序步進頻和隨機步進頻兩種類型。這些波形的雷達回波信號，均可以統(tǒng)一表示為式（1）的形式：

　　式中：c為光速；N為相參幀的脈沖總個數(shù)；i表示相參幀內(nèi)的第幾個脈沖；To為脈沖寬度；Tr為脈沖周期；fc為相參幀內(nèi)首脈沖的載頻；△f為脈沖間最小步進頻差；bi△f為第i個脈沖在初始載頻基礎上的頻率變化（僅適用于脈間頻率捷變波形，非脈間捷變波形則bi=0）；k為線性調(diào)頻波形時的脈內(nèi)調(diào)頻變化率（非脈內(nèi)線性調(diào)頻則k=0）；Ro為目標當前距離；v為目標當前速度。

　　由以上分析可知，無論上述何種波形，均可根據(jù)式（1）計算脈沖的延時、每個脈沖的脈內(nèi)初相、以及每個脈沖的載頻等參數(shù)，并對這些參數(shù)在與產(chǎn)品同步的基礎上予以實時控制來進行模擬實現(xiàn)。根據(jù)發(fā)射波形，還要決定是否添加脈內(nèi)頻率線性調(diào)制。

　　2 回波模擬器系統(tǒng)設計

　　根據(jù)系統(tǒng)需求和前述雷達回波信號理論分析，該中頻雷達回波模擬器（以下簡稱模擬器）采用了如圖1所示的系統(tǒng)實現(xiàn)方案。

　　該模擬器通過單片機（AVR8515）與上位機進行異步串行通信，單片機完成通信協(xié)議的解包、打包等過程，接收上位機中用戶設定的目標和干擾參數(shù)，發(fā)送模擬器的實時模擬狀態(tài)信息給上位機。系統(tǒng)以DSP（ADSP-21060）作為脈沖參數(shù)的實時計算單元，單片機與DSP問通過雙口RAM進行信息交換。DSP得到兩個目標的模擬參數(shù)后，根據(jù)參數(shù)變化的時間節(jié)拍，計算一個相參幀兩目標的各脈沖的初相、載頻、脈沖延時等參數(shù)，并寫給雙口RAM。系統(tǒng)以FPGA（XC2V3000）作為信號處理與控制單元，F(xiàn)PGA讀取后，在產(chǎn)品提供的處理幀同步信號和同步調(diào)制脈沖控制下，結(jié)合產(chǎn)品串口傳過來的波形類型的信息（如：脈內(nèi)單頻還是線性調(diào)頻），形成兩個目標的延時脈沖，并控制兩個目標各自的DDS（AD9858）信號產(chǎn)生單元，產(chǎn)生出兩個目標信號。帶限的高斯白噪聲的數(shù)字正交基帶也由 FPGA產(chǎn)生，并同步AD9957的數(shù)字正交上變頻功能將基帶調(diào)制到所需的中心頻上。目標1、目標2和噪聲信號的合成由模擬電路實現(xiàn)，并實現(xiàn)一定的功率控制，最后輸出所需的中頻雷達回波信號。模擬器系統(tǒng)各單元時鐘的相參性至關重要，由專用時鐘管理芯片（AD9510）產(chǎn)生 FPGA，AD9858，AD9957的工作時鐘。

　　3 關鍵模塊設計

　　3.1 數(shù)字延時模塊

　　對于脈沖的數(shù)字延遲的實現(xiàn)，方法1是將DSP計算得到的延時時鐘個數(shù)值D，轉(zhuǎn)換為N位的二進制碼，利用二進制碼進行控制。可采用如圖2基于寄存器的方法實現(xiàn)，這種方法優(yōu)點是沒有固定延遲，最小可實現(xiàn)零延遲。但當N增大時，此法耗費的FPGA觸發(fā)器資源呈幾何級數(shù)增加，因此，不適用于需要實現(xiàn)很大延時的場合。

　　方法2是采用如圖3所示的存儲轉(zhuǎn)發(fā)的方式，具體是：將輸入的待延時脈沖，用延時時鐘采樣后，以左端口地址A在每個延時時鐘周期遞增加1寫入單bit的雙口RAM中，右端口以地址B在每個延時時鐘周期遞增加1進行按序讀取，左右端口操作到（2N+1-1）的上限地址后自動返回0地址繼續(xù)各自遞增操作。地址 A和地址B滿足：B=A—D。D為需要的延時時鐘個數(shù)值。當A《D時，取負數(shù)的補碼作為地址B。

　　方法2避免了大延時情況下觸發(fā)器資源過度耗費，但存在固定延時，另當延時時鐘頻率很高時，雙口RAM的讀寫速度難以滿足要求。因此，本系統(tǒng)在實踐中對方法2進行了改進設計，如圖4所示。

　　本設計將待延時的脈沖經(jīng)延時時鐘采樣后，經(jīng)串并轉(zhuǎn)換形成16 b的數(shù)據(jù)，每16個延時時鐘完成一次串／并轉(zhuǎn)換，并輸出一個16 b寬度的雙口RAM的左端口寫時鐘，地址A仍按序累加。將地址A末位補上四個“1”構成寬地址x；x—D=Y（補碼形式）；式中：D為DSP計算的延時時鐘個數(shù)值。將Y（二進制）的低四位提取出來作為碼值C；其余高位構成圖中雙端口RAM的右端口讀地址。其讀時鐘由圖右的并／串轉(zhuǎn)換單元每16個延時時鐘周期輸出一個脈沖；并／串轉(zhuǎn)換單元將讀出的16位數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換恢復為脈沖，經(jīng)過如圖1寄存器方式實現(xiàn)的4位寄存器延時環(huán)節(jié)（控制碼為碼值C）延時后，輸出延時后的脈沖。

　　該方法將雙口的讀寫時鐘降速到延時時鐘的16分頻，大大降低了雙口RAM的速度壓力，更易于實現(xiàn)。另16 b的雙口RAM也可借助片外雙口RAM實現(xiàn)，降低對FPGA存儲資源的依賴。該方法的缺點是有更大的固定延遲，雖在延時大時可預先由DSP修正控制值，但對要求延時小于其固定延時的情況則無法適用。本系統(tǒng)綜合采用兩種方法解決，即：DSP輸出碼值的最高位決定延時方法的切換，當需求的延時大于固定延時時則采用圖4的方法；而需求的延時小于固定延時時采用圖2的寄存器法。

　　3.2 數(shù)字噪聲基帶產(chǎn)生模塊

　　本系統(tǒng)噪聲基帶信號的產(chǎn)生采用數(shù)字技術，在FPGA內(nèi)完成，實現(xiàn)方法如圖5所示。

　　根據(jù)隨機信號理論，對均勻分布的隨機數(shù)進行白化處理，可實現(xiàn)具有良好統(tǒng)計特性的高斯白噪聲。系統(tǒng)首先采用2個獨立的m序列發(fā)生器產(chǎn)生［0，1］區(qū)間上均勻分布的偽隨機數(shù)，m序列發(fā)生器的硬件結(jié)構如圖6所示，其中Co和Cn為對應m序列多項式的系數(shù)，取值為0和1。

　　然后將產(chǎn)生的一對偽隨機數(shù)通過Box_Muller變換可以得到一對相互獨立的符合標準正態(tài)分布的偽隨機數(shù)m和n，正好作為噪聲產(chǎn)生器的同相分量和正交分量。Box_Muller變換公式為：

　　式中：x，y即為前述2個互相獨立的在（0，1）上均勻分布的偽隨機數(shù)。

　　由于Box_Muller變換需要用到兩個非線性函數(shù)，而非線性運算很難在實際數(shù)字電路系統(tǒng)中實現(xiàn)，故實際中需要構建相應查找表實現(xiàn)非線性運算，分別記作sqrt_lut和sincos_lut。設sqrt_lut和sincos_Iut的輸出量化數(shù)據(jù)長度為L1和L2位，獨立變量m和n的定點長度分別為N1和N2位。則當采用均勻量化方案時，sqrt_lut和sincos_lut所需的存儲空間分別為2N1×L1和2N2×L2。可以看出，如果直接實現(xiàn)查找表功能，當N1和N2較大時，對應的存儲空間是相當可觀的。

　　為了壓縮存儲空間，對sincos_lut，可以只存儲第一象限的正余弦值。其他象限則通過符號調(diào)整得到，這樣可以將sincos_lut占用存儲空間減少到原來的1／4。更進一步，還可以對非線性曲線進行分段折線近似，在實際查找表中只存儲各折線段的起始位置及對應斜率。也可以大幅度減少所需查找表的數(shù)量，該策略同樣適用于sqrt_lut查找表。

　　得到一對相互獨立的符合標準正態(tài)分布變量m和n后，還要對其進行低通濾波，以適應對應的信號帶寬。由于I路與Q路的濾波特性完全相同，為進一步節(jié)省資源，可采用一個支持雙通道操作的濾波器同時完成I路與Q路的濾波。這可以通過ISE集成開發(fā)環(huán)境中Core Generator中的FIR IP核來方便實現(xiàn)。濾波器系統(tǒng)可由上位機根據(jù)所需帶寬，傳遞相應系數(shù)給DSP，繼而傳遞給FPGA。

　　噪聲功率調(diào)整模塊可根據(jù)設定信噪比的不同，乘以相應系數(shù)，對產(chǎn)生的帶限高斯白噪聲幅度進行調(diào)整。

　　4 結(jié)論

　　本系統(tǒng)基于自主產(chǎn)生的原理，選用DSP和FPGA為核心處理器，通過合理的算法設計，實現(xiàn)了可兼容多種雷達波形的中頻雷達回波模擬器的設計，采用改進的基于存儲轉(zhuǎn)發(fā)的數(shù)字脈沖延時方法，在達到8ns的最小延時步長的同時，降低了對系統(tǒng)的硬件要求。系統(tǒng)的另一個關鍵模塊是數(shù)字噪聲發(fā)生器，其參數(shù)可以進行實時修改，極大地提高了噪聲發(fā)生器的靈活性，與其他同類型設計相比，具有工作速度快，資源利用率高，硬件結(jié)構簡單等特點。最后采用DDS、數(shù)字正交上變頻等器件，實現(xiàn)了精確的復雜頻率調(diào)制、相位調(diào)制和幅度調(diào)制，保證了系統(tǒng)的靈活性、高兼容性和集成化程度。