典型的兩級離線 PFC

　　PFC 離線功率轉換器系統通常設計為兩級級聯型。第一級為一個升壓轉換器，這是因為該拓撲結構擁有連續輸入電流(通過使用乘法器可實現電流波形控制)以及可實現近似單位功率因數的平均電流模式控制。但是，升壓轉換器需要一個比輸入電壓更高的輸出電壓，和另外一個將輸出電壓降壓至可用電壓等級的轉換器(見圖 1)。

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　　圖1 典型的兩級離線功率轉換器

　　升壓跟隨器的優點

　　傳統的升壓轉換器的固定輸出電壓要比線電壓的最大峰值高出許多。但是，由于可設計步降轉換器應對電壓變化，所以并不需要對升壓電壓進行專門的調節或穩壓。只要升壓電壓高于輸入電壓峰值，轉換器就能正常運行。隨著線電壓峰值變化而改變升壓電壓有以下優點(例如升壓跟隨器預調節器)：一是升壓電感器的尺寸縮小，二是低壓運行時的較低開關損耗。圖 2 顯示了升壓跟隨器和傳統的 PFC 預調節器的輸出電壓隨著輸入電壓 (Vin(t)) 變化而變化的情況。

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　　圖2 隨著輸入電壓變化，傳統升壓調節器和升壓跟隨器輸出電壓的變化情況

　　較低的升壓電感 (L)

　　升壓電感器的選擇是根據允許的最大紋波電流 (△I) 確定的，此時，線電壓 (Vin(min)) 和輸出電壓 (Vout(min)) 均為最低，而占空比 (D) 為最大。下面的方程式用來計算出樣機電源升壓功率級所需電感。最小輸出電壓峰值的減小導致最大占空比的減小，從而使升壓電感減少。

　　低壓運行時較低的升壓開關損耗

　　在離線 PFC 轉換器中，轉換器的大部分功耗都來自于進行升壓開關轉換 (Q1) 時的開關損耗。下面的方程式可以計算出FET開關損耗 (PFE_TR) 和部分 FET 寄生電容損耗 (PCOSS)。在下面的方程式中，IRMS_L表示流過升壓電感器的均方根電流，Ton和Toff為FET開關轉換次數，變量fs表示功率轉換器的轉換頻率，Coss表示 FET寄生電容。從方程式可以推出，如果輸出電壓降低，開關損耗也將減少。升壓跟隨器的PFC轉換器在低壓運行時，其輸出電壓要遠遠低于傳統的 PFC 升壓轉換器的輸出電壓，同時這也減少了開關損耗。

　　為了進一步的說明，我們建立了使用通用線電壓(如 85Vac 至 265Vac)UCC3817 PFC 控制IC的兩個功率為 250W 的轉換器樣機。其中一個轉換器設計采用傳統的拓撲結構，輸出電壓為 390V.另一個轉換器則是利用升壓跟隨器技術進行構建的，輸出電壓可以在 230V 至 387.5V 之間進行變化。低壓運行時升壓跟隨器功率大約高出 2%~3%。請參見圖 3 進行功率比較。

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　　圖3 傳統PFC和升壓跟隨器PFC在85Vrms時的效率

　　所需額外電路

　　設計一款帶有典型 PFC 控制器的升壓跟隨器 PFC 功率級并不困難，只需要 5 個額外電子元件即可(見圖 4)。

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　　圖4 升壓跟隨器電路只需多增加5個元件

　　所需的額外電子元件分別為 C1、R1、R2、R4、Q1 和 D1，這些元件可以用于吸收電壓環路反饋中電壓放大器反相信號的額外電流。當整流線電壓增高或降低時，Q1 吸取一個流經 R3 的對應電流，從而導致輸出電壓隨著線壓的改變而改變。使用二極管來抵消 Q1基極發射極結溫 (Vbe) 的變化。電容 C1 和 R2 形成一個低通濾波器，可以消除由整流線電壓引起的紋波電壓。

　　應用實例

　　本電路是為了使輸出電壓在 230V 至 390V 之間變化而設計的，大致為一個 2:1 的輸入范圍。在最終設計中，輸出電壓隨線電壓的增長應在設計電壓的 8% 以內。除了Q1基極發射極電壓 (Vbe) 的電阻器容差和變化以外，二級管的正向電壓也是出現誤差的原因。在本應用中，升壓電壓不需要一個嚴格的容差，因為下游轉換器會對 PFC 預調節器輸出電壓中任何異常的變化進行校正。

???????設計本電路的第一步是建立分壓器，可以由 R3 和 R4 來組成。首先選擇 R3，然后使用下列方程式計算出 R4 所需的值。在本設計中，Vref 的值為 7.5V，Vout(最小)的值為 230V。

　　由 R1 和 R2 組成的分壓器，用來使 Q1 的基電壓在 1.4V 至 3.9V 之間變化。必須注意的是，不要使晶體管飽和。下列方程式可以用來選取 R2 的值：

　　在輸入電壓最小化至 85V 均方根電壓時，Vqb1(最小)是 Q1 的基電壓。Vd 是電路的正向二級管壓降。

　　電容C1用來過濾出整流線電壓紋波。為了限制第三階諧波電流失真，安裝濾波器來將整流線頻率減至Q1基點最大電壓的1.5%(Vqb1(最大))。

　　本設計中，最大輸入電壓為 265V，線頻率(f_line)為 60Hz。